【我是工程师】一种终极控制方案

  一般开关电源的控制理论都是在稳态情况下得到的比如说伏妙平衡和能量守恒等，实际工作中的电路多是动态变化的，基于稳态下的理论并不能很好的去解决动态问题只能借助于反馈环路不停的纠正这些偏差。理想的控制方法应该是不以占空比为核心而是以电路中电流的控制为核心，即为达到某一设定电流而使开关频率f、导通时间Ton、关断时间Toff都可变。工作于临界模式的PFC就是这样的电路，新的控制方法就是借鉴DC-DC的控制方法将临界模式的PFC进行扩展使其可以工作于断续、临界、连续三种模式下。

这种兼容三模式的控制理论是由下面的方程推导出来的（以Boost电路为拓扑）

公式中的I0(t1)为开启前的电流，I1(t2)为关闭前的电流，I0(t3)为关闭后的电流

见下图1的连续模式

工作于连续模式下的pfc在一个开关周期内输入不等于输出即△I1≠△I2此时伏秒不平衡，控制上可采用峰值电流法、滞环电流控制法、平均电流控制法、单周期控制法等方法，这些方法各有优缺点相对而言新方法的特点可看成双峰值电流、可变阈值滞环电流控制、简单的平均电流控制、单周期控制。

当I0(t1)=I0(t3)=0时电路为临界模式 见下图2

临界模式时在一个开关周期内是遵循伏秒平衡的方程可以简化为

再整理得

在这里临界模式比较重要其参数设置将决定整个电路的开关频率及电流峰值大小。

以临界模式的电流为基准，向上弯曲就进入了连续模式，向下弯曲就进入了断续模式

当I0(t3)为“负值”时电路进入断续模式

断续模式时导通时间Ton较小但由于I0(t3)为“负值”使Toff变大所以开关频率变化不大，

再通过图1、图2对比另外两种模式的pwm信号，三种模式的开关频率几乎相同。

上面几幅图是为了清楚的说明三种模式的工作情况而采用较低的开关频率，在实际应用中可以提高开关频率，下面图4给出了不同开关频率下的电流波形

                图4 从上至下开关频率由低到高的电流波形

改变开关频率不影响输出电压大小只影响输出电压的纹波。

上述的控制方程采用的瞬态分析法是一种近似法其精度依赖于开关频率，开关频率越高结果才越接近。为了实现更精确的控制在实际电路采用的是积分法，其方程如下

因为采用了这种积分法所以即便在低频下也能得到理想的波形。

以此方程为理论指导搭建的控制电路如图5并称之为压控电流控制器

                            图5 兼顾三模式的压控电流控制器

其中Ui为k倍的输入电压、Uo为k倍的输出电压、Iset为设定的电流波形、Fb为反馈控制输入、Fre为频率控制、Vref为参考电压、pwm为驱动信号。

PFC功能只是这种控制器的一种应用，通过改变管脚的接法这种控制器还可以实现压控电流源的功能（输入电流不跟随输入电压而是跟随设定的电压波形）。用一个小电路来分析这种控制器所能实现的几种功能，电路如图6

                                                   图6 压控电流源等效功能电路

 (1)恒流源电路控制负载中的电流始终跟随输入电压Ui实现PFC功能。

 (2)恒流源电路控制负载中的电流恒定既实现了输出电压Uo的恒定。

 (3)电流跟随功能在Ui满足的前提下负载中的电流始终跟随信号源的电压信号。

总结一下这种电路的特点：

1 具有压控电流源的功能但比压控电流源高效，是一种理论上无损耗的压控电流源。

2 当作为PFC来使用时可使电路的功率因数接近于1并保持很低的谐波含量。

3当作为DC-DC使用时开环控制就能得到稳定的输出，这使得后续的环路设计更容易。

4电路较简单唯一复杂的元件是一个乘法器。

5属于电流型控制动态响应快。

6无需采样电流信号，这为后续的电路应用带来诸多方便

7电流控制为核心，电感参数不敏感不影响开关频率也不影响工作模式只影响峰值电流大小。

这种终极电流控制方案还有一个孪生兄弟——终极电压控制方案。从上述控制方程的表达式中可以看出电流控制方案是对电感电流进行控制，电感电流不能突变所以这种方案更适合用于电流连续的地方如boost的输入、buck的输出，换句话说这种方案非常适合整流（PFC）和逆变。那么对于boost的输出、buck的输入，其电压是连续的不能突变所以用电压控制方案更合适。电压控制方程为：

从方程上看这种方案是对电容的充放电进行控制，其特点与电流控制方案互补，因这种方案目前还未研究所以暂时不讨论。

下面将介绍电流控制方案的具体应用包括有桥PFC、无桥PFC、单向逆变、三相逆变、三相PFC整流、并网逆变、电子负载、三相电网平衡器、变频器等。通过对这些应用的了解会发现这种终极电流控制方案可以让AC-DC、DC-AC这种交直流变换变的如此简单。

有桥PFC

首先分析一下通常我们所见到的PFC电路的一些特点，这里通过调整终极控制器的外围电路就可模拟出断续、临界、连续这三种工作模式。

断续模式见下图2-1

                                                        图2-1 断续模式的PFC波形

自上而下是负载逐渐加重的波形，从图2-1中可以看出随着负载的加重PFC值变差。断续模式的特点是其偏离临界模式越远负载越轻PFC值越好再加上断续模式本身峰值电流大所以这种模式多用于小功率上。

                                                     图2-2 连续模式的PFC波形

同样自上而下负载逐渐加重，图2-2中用的是类似滞环电流控制法，这种方法的特点是偏离临界模式越远负载越重PFC值越好所以这种方法更适合用在大功率上。

断续和连续模式在理论上就得不到1的功率因数，另外还有一种用于中等功率的临界模式，这种模式功率因数比较理想可以得到理论值为1的功率因数但这种模式有一个缺点见下图2-3

                                                        图2-3 临界模式的PFC波形

当负载变化时电路需要调频控制，如图2-3中从轻载到重载频率变化范围很宽，这对电路的元件设计、开关损耗、EMC等都不利，从目前的技术水平上来说还是少用调频为好。

总结上面的三种模式：定频控制的PF只能无限接近1，变频控制频率变化范围太宽。

若避开它们的缺点结合它们的优点那就是终极方案的特点，终极方案是即“变频”又“定频”。

临界模式的公式

在稳态下临界模式的Ton不变所以公式变换得

假设我们的输入电压Ui=0~300V输出直流电压Uo=400V代入上面公式，频率f的变化范围1~1/4，这个变化范围已知并可控如果输出电压高于400V那么频率的变化范围将更小。

当我们选定了临界模式的频率后整个电路的工作频率也就选定了，断续模式或连续模式都保持这个频率不变变的只是占空比。

                                                    图2-4 变频又定频的三模式波形

前面已经提到临界模式向下弯曲就进入断续模式向上弯曲就进入连续模式如图2-4所示，跟我们的DC-DC电路一样随着负载的变化电路可以由断续模式自由的过渡到连续模式并且每种模式都能达到理论上为1的功率因数。

下面介绍具体电路应用：

电路连接方式如图2-5，后面接的是一个可变负载，在0-100ms范围内负载由400欧姆变到20欧姆的仿真波形如下：

如图2-6所示电路由断续模式自由的过渡到连续模式，这样的PFC电路不用再区分大、中、小功率了只需一颗控制IC，参照DC-DC的设计方法可根据实际需要来选择PFC的工作模式。

                                                       图2-7 负载突变波形

图2-7是负载由64欧姆突变到500欧姆再突变回64欧姆的波形，这种动态响应取决于环路设计，仿真中的环路只用了P处理及较低的增益所以这里只看趋势不看结果。

无桥PFC

无桥与有桥区别就在于桥，有桥PFC经过桥的整流后电路处理的是直流电无桥直接处理的是交流电，可将无桥分成两路来分析输入电压正半周时一路负半周时另一路。

见下图3-1

                                                        图3-1  无桥PFC一分为二

上半部分为正半周时的等效电路，下半部分为负半周时的等效电路，中间图片中打叉的二极管可以省掉，去掉这个二极管之后的电路变成了一个串了二极管的Boost电路。

现在我们再把上下两部分电路合二为一见图3-2

将俩直流电源的两端并联起来再换成交流电源就合成了图中的第二个电路，这个电路稍微变形一下就变成了图中的第三个电路，这个电路很多人都认识——双电感无桥PFC。

由上面的分析可以得出双电感无桥PFC就是由两个Boost电路构成，正半周时一个Boost电路工作负半周时另一个Boost电路工作，这样的电路控制简单只要再增加一个正负半周判断的功能即可。这种电路的优点是省了一个二极管缺点是需额外的一个电感增加了成本，有别于交错式PFC在交错式PFC中两个电感能实现1+1=2的功率而这种电路还是1+1=1的功率。

为了追求极致的效率和成本将新方案用在单电感无桥电路中来分析，依然将电路一分为二见图3-3

                                                          图3-3 传统无桥PFC

上半部分为输入电压正半周时输入电源接在参考地上，下半部分为负半周时输入电源的电压相对于参考地是浮动的，为了能检测到输入电压增加了一个电压检测电路如图3-4

                             图3-4 电压检测电路

通过变压器的隔离作用将输入电压与参考电压统一起来解决浮地问题，图3-4中的桥整流器输出得到的是整流后的输入电压波形，比较器用来得到正负半周信号。

应用电路如下：

                                               图3-5传统无桥PFC应用电路

仿真结果如下

此时的两个MOS管是交替工作的，在MOS管开的时候有一个二极管压降图3-3中的红色环路，当MOS管关闭的时候有两个二极管压降图3-3中的绿色环路。从图3-3中可以发现两个MOS管是可以同时打开的这样在MOS管开的时候可以少一个二极管压降进一步的提高效率仿真结果如图3-6

这种电路的缺点是输入负半周时输入电压是浮地的有EMC问题，优点是比双电感无桥PFC效率更高更便宜。

还有一种图腾柱结构的无桥PFC，同样电路一分为二来分析见图3-7

正半周时输入电源一端接在参考地上，负半周时输入电源一端接在输出Uo上这样的结构没有浮地问题也没EMC问题，其应用电路如下 

应用电路中同样也接入了电压检测电路，这种电压检测电路只能检测交流信号后续还有另一种电路交直流信号都可以检测。

仿真结果如下：

MOS管开的时候图3-7中的红色环路有一个二极管压降，MOS管关闭的时候图3-7中的绿色环路有二个二极管压降，这里可以借鉴同步整流的方法让其中的并MOS管的二极管实现同步整流。仿真结果如图3-10

                                             图3-10 图腾柱无桥PFC同步整流

这种方法有直通的风险或者是同步整流电流倒灌的风险，但在效率上这种方法比较理想，整个电路只有一个二极管管压降。

逆变

一般电路都是可逆的如下面的电路

                图4-1 双向可逆电路

图4-1中从左向右看是Boost电路从右向左看是Buck电路，所以有人说Boost和Buck是同一拓扑。前面分析的PFC是AC-DC电路如果逆向看的话就是DC-AC电路（逆变器）参考图4-1的变换规律凡是二极管的都换成MOS管凡是MOS管的都换成二极管电源变负载负载变电源，下图4-2为从AC-DC到DC-AC的变化过程。

图4-2的DC-AC逆变电路是从右向左看的习惯上都是从左向右看所以把电路镜像一下变成了图4-3的逆变电路

                                      图4-3 DC-AC逆变电路

这种结构的逆变器容易控制，电路的前半部分是个Buck电路后半部分是个低频整流桥，实际应用中的电路如下

控制器上多了个Control引脚，这个引脚接低电平是为整流接高电平时为逆变。驱动纯电阻负载时逆变器需接入一个参考信号如图4-5，参考信号一路输出为整流后的交流信号另一路输出为正负半周脉冲信号，参考信号同Buck的输出信号进行对比产生反馈信号以实现设定的输出。

仿真结果如图4-6

在Buck的输出既电感和逆变桥之间可以接一个小电容（或者是负载旁接一个小电容），这个电容不能太大就如同PFC电路的桥后不能接太大的电容一样，电容大了影响波形。

整流桥电路的四个MOS管两两导通开关频率为输出的交流低频，再加上一个Buck电路的PWM管这种电路要用到5个管子，整流桥的MOS管本身可以兼做PWM管的功能这样就可以省掉一个MOS管，这种四管的逆变器与无桥PFC有一定的渊源。

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在相同条件下整流和逆变的驱动波形及电流波形如图5-1

                                             图5-1 同条件下整流和逆变波形对比

从图5-1中可以看出整流和逆变的驱动波形近似于互补电感的平均电流相同，这说明整流和逆变是可以互相转换的也就是可双向工作，这个问题在后面的电机驱动里再详细分析。

一般的四管逆变桥电路如下图

                                      图5-2 逆变桥电路

在电路分析上依然将正负半周分开，下图是由典型的Buck电路构成的逆变变换

在图5-3中正负半周都是一个Buck电路，负半周时有浮地问题。这种工作模式是两个上管做为PWM管，可看成是传统PFC电路的逆向应用。

从驱动和效率上考虑更喜欢用下管做PWM管，见下图5-4

下管做PWM的这种模式在正半周时有浮地问题。为解决浮地问题将图5-3的正半周与图5-4的负半周结合起来就构成了图5-4图腾柱结构逆变模式

这种模式可以看成是图腾柱PFC电路的逆向应用，同图腾柱PFC电路一样这种结构没有浮地问题。

从上面的分析中看出有桥、无桥、整流、逆变它们的控制方式都差不多，区别就是选择哪个PWM管和选择哪个环路工作而已，单从控制上来说解决了采样问题（电流采样或电压采样）神马浮地问题都是浮云。

上面的电路仿真并没有完全展示出这种四管桥电路的优势，在其工作的某一环路总有二极管管压降的存在，若应用同步整流技术可以完全消除这个二极管管压降（四管PFC电路同样可以实现无二极管管压降的效果）。下图5-6是在图5-5图腾柱模式的基础上采用同步整流的控制方式得到的波形

                                                  图5-6 同步整流高效驱动波形

图5-5的图腾柱模式在电感放电环路（绿色环路）中存在二极管管压降，如此时将并联的MOS管打开就实现同步整流的功能，从驱动波形上看两个PWM驱动信号是互补的，这样的驱动模式可以让这种桥结构拓扑达到最高的效率充分的发挥四管电路的优势。

单相电机驱动

                                                       图6-1 单相电机控制应用电路

图6-1中用一交流电源替代电机，交流电源的峰值反映电机的转速电源中的电流体现电机的扭矩。在控制上与前面介绍的逆变电路差别不大区别在于可直接利用电动机的反向电动势而不需额外的参考信号，不需要PID电路通过人为调节转把刹车来控制。这里主要仿真一下DC-AC的双向切换既刹车能量回收功能及一种“超级滤波器”电路。

一般我们在使用滤波器滤除纹波后波形总会发生相位和幅度的变化，变化规律与频率有关所以又称为幅频特性和相频特性。这样的滤波器适用于一定的频率范围对于较宽的频率范围其滤波效果不好，不喜欢用变频控制也可能有这方面的因素。这里设计一种不受频率影响的滤波器——微分采样保持平均值滤波器

原理如图6-2根据微分器的特点在输入波形的谷底和谷顶其变化率为0，通过判定这个零信号来分别会产生一个谷顶采样信号和谷底采样信号再通过保持电路保存这个信号直到下一次采样信号的到来，后级将两路信号相加除二就得到了平均信号。

图6-3这种滤波器的是仿真结果，红色曲线为输入波形，黄色曲线为谷顶采样保持波形，蓝色曲线为谷底采样保持波形，绿色曲线为求得的平均值输出波形。这种滤波器不受频率的影响也就没相频特性和幅频特性，若用于环路中大概环路要换一种设计方法了。

通过采样反向电动势可以直接得到所需的电流参考波形，同PFC一样电路中的电流与电压同频同向在电路控制上无需使用锁相环电路，不采用锁相环主要从两方面考虑：

其一，锁相环是对相位偏差进行修正，同运放电路一样偏差总是存在的若要小的偏差就需高的增益，增益高了动态特性就差这就需要好的环路设计，另外锁相环有失锁的风险。

其二，锁相环可以实现精准的速度控制这里的电路应用主要针对电动车不需要精准的速度控制主要控制的是输出电流或者输出功率。这里的电路是对电流进行修正，动态特性影响的是电流不会影响频率和相位。

在采样反向电动势时电动机的转速会影响反向电动势大小，作为参考信号不希望其受转速的影响所以又加入一个稳幅器仿真结果如下

                                                         图6-4 稳幅仿真波形

稳幅器的原理比较简单跟通常的稳压一样引入一个负反馈和一个基准源，图6-2上半部红色曲线为输入的变频又变幅的信号下半部绿色曲线为经过稳幅器后的恒幅波形，经稳幅后的波形相位和频率都不发生变化。

如果电动车具备了刹车能量回收功能那么其续航能力将更长，根据图6-1只要改变控制脚Control的电平就能实现能量输入输出的切换（逆变为能量输出，整流为能量输入）仿真结果如下（假设电机转速不变）

如图6-5当Control信号为高电平时电路处于逆变模式此时电动机的电流电压同向为负载在消耗电池能量，当按下刹车后Control信号为低电平此时电路处于整流模式电动机的电流电压相差180度为电源（发电机）向电池反充电。图6-5恰好是在电流为零的时候切换模式的实际应用中可能会在任意时刻刹车，如果直接切换模式会对电机造成很大的冲击比如早期经常出现电机断轴的情况，所以要做柔性刹车处理，仿真结果如下

如图6-6实际的刹车信号都是从零开始逐渐增大，而急刹车只是曲线较陡而已，反向充电电流可以从小到大比较柔和的反充回电池。

单相并网逆变

电网等效一个大电机，电网的电本身就是来自于大发电机，并网逆变可以采用与单相电机同样的控制方法在有些地方还要更简单些如电网的电压几乎是恒定的（220V），电网的频率几乎是不变的（50Hz），采用这种控制方式的优点是相位始终同步、谐波含量低、入网电能质量高等。相对于电机控制并网逆变要多一些功能如太阳跟踪、最大功率点跟踪（MPPT）、孤岛效应等，并网的电能可来自于太阳能、风能、水能、地热能等。以太阳能电池板发电为例，原理图如下

图7-1中的电池组与并网逆变一般是二选一的，并网了就不需电池组用电池组就不并网。

图中的太阳跟踪是一个由电机、齿轮、轴承等构成的机械部件，可单轴可多轴，多轴跟踪效果更好还可实现大风天自动收缩的功能，跟踪功能可利用几个互成角度的光敏传感器来实现，一句话总结太阳跟踪器其就是一个电子“向日葵“。

最大功率点跟踪（MPPT），太阳能电池板的输出功率受光照影响是变化的，如何让太阳能电池板始终输出最大功率这就是MPPT的作用。 MPPT可看成是一个可变负载，当这个可变负载与太阳能电池板内阻一样时输出功率最大，想要知道电池板内阻有点难度所以对于MPPT的控制一般都是采用扰动观察法、电导增量法、恒压控制法等。扰动观察法就如同一个反馈环路波动与稳定速度是相互矛盾的，环路设计的好这也不是什么大问题，问题在于扰动法是假设万里无云光源很稳的情况，如果空中飘来一朵云云来时无论如何扰动输出功率都在减少云去时无论如何扰动输出功率都在增大，如果云朵缝里再透出一点点光情况就更复杂了这时的扰动法就不可靠了，而对于成千上万瓦的大功率太阳能系统扰动过程中的能量损失也是很可观的。电导增量法不了解，恒压控制法大概是以满功率时的电压为参照实际上太阳能电池板多数情况工作于非满功率状态。基于上面两种MPPT控制法的问题设想了一种MPPT传感器，从这个传感器上可以直接得到太阳能电池板最大输出功率时的电压值。

基本思路，太阳能电池板是由许多个SOLAR CELL串并联构成的，取其中一块或几块找出其上的最大功率点那么整块SOLAR CELL矩阵的最大功率点也就知道了，这一块或几块SOLAR CELL就起着传感器的作用，具体的构思如下：

                                 图7-2  MPPT传感器的模块图

如图7-2所示模块里包含了一个DC/DC模块和一个采样保持电路，DC/DC模块输出接一固定负载，PWM信号从近0变到近100%如此反复实现的功能等效一个周期变化的负载，不妨称其为PWM扫描电路（也可选用其它可调负载如数字式可调电阻）。

随着PWM信号占空比的逐渐增大输出电压Uos增大在某一时刻后输出电压Uos开始减小这个时刻的输入电压Uis即为电池板的最大功率输出电压，这一时刻Up将保存此刻的Uis不变，当rest信号上升沿到来时将Up信号传递给Umpp并保持，当rest信号下降沿到来时Up复位重新记录最大Uos时刻的Uis，MPPT传感器模块内部信号可参照图7-3，图中虚线为最大功率点时刻。

                                                         图7-3 模块逻辑时序图 

实际应用中将MPPT传感器接入功率级电路中连接方式如图7-4，对于功率级的MPPT模块其PWM信号控制的准则是满足电池板矩阵的输出电压Ui=m*n*Umpp，对于输出是直接接蓄电池组的需再加一个控制环路首先保证电池的不过充其次满足MPPT功能。

                                          图7-4 MPPT传感器模块的实际应用电路

若用软件来实现更简单，程序如下

while(1) 

{

 if(++pwm>=100)             // 复位信号

      {

        pwm=0;

        Umpp=Up;               // 将最大功率时的电压赋值给输出

        U_last=0;

        flag_1=0;

      }

      star_adc();                 // 采样输入电压Uis输出电压Uos

      if(Uos>U_last)

          U_last=Uos;

        else                        // 保存最大功率时的电池板电压            

          {

            if(flag==0)          // 保证一个PWM周期只保存一次

            {

             flag_1=1;

             Up=Uis;

            }

          }  

    delay_ms(10);

}

上面代码的扫描周期为1s，既每1秒钟MPPT传感器向MPPT控制器发送一个最大功率时的电压信号。这种方法的优点是只对MPPT传感器进行”扰动“不影响主功率电路，完成一次扫描后即可得到所需电压信号，不存在系统不稳定因素。缺点是无法保证所有的SOLAR CELL单元的一致性，单个SOLAR CELL能否反映整个矩阵的特性还有待探讨，需在太阳能电池板的四周和中心都安装传感器再结合某种算法以应对云来云往。

孤岛效应，读过一些关于解决孤岛问题的文章好像还没有能从根本上解决这一问题的方案。可以从这个角度来分析这个问题，每个并网设备都是一个孤岛当所有的并网设备的总和占总电网的比重比较小时很多方法都可以解决孤岛问题，当所有的并网设备总和占总电网比重较大甚至将来有一天远超过电网自身的电量时基本上很难解决孤岛效应。这里又有一个设想将所有的并网设备联网，联的是internet网，如果某区域电网需要断电上一级系统会发断电通知那么所有相关并网设备接到通知后断电，另外在前面方法里参考信号是采样的电网电压波形，如果电网电压畸形这种方法不能起到修正波形的作用。通过联网上一级系统可以发送标准的参考信号，就如同北京时间一样全国所有地区都参照这一信号这样即使某地区电网电压畸形并网设备也能进行部分的修正。

三相PFC

三相电路有个特点，平衡时三相电流和为零，中性点（三相电源交汇处）的电压平均值为整流后的直流电压的一半。为了方便理解和分析在中性点处上下各接一大电容以使中性点上的电压钳位在1/2Vcc见下图8-1传统三相PFC。

                                             图8-1 传统三相PFC电路

接入这两个大电容后三路可以独立工作这样就很容易将三相PFC拆分成单相PFC来分析了，见下图8-2

正半周时为Boost电路，可实现有源主动式PFC功能，负半周时开关管不起作用为无源被动式PFC下图8-3为传统三相PFC的仿真波形

从图8-3中看出由于正半周是主动式PFC电流波形很好，负半周时在区域1中电感一端接负电压一端接地此时为电感充能电感电流增大，在区域2中电压大于零由于反向二极管的作用电感停止充能并向外释放能量电感电流减小，因为是被动式PFC所以电流并不理想功率因数低。

为达到更理想的PFC效果有人设计了VIENNA（维也纳）结构的三相PFC电路

图8-4中的两个电路原理是一样的右边的更容易理解一些，所以用右边的电路来分析这种VIENNA拓扑。

同样在中性点上下各接一大电容来进行单相分析，如图8-5

这种电路优点是开关承受压力小无上下管直通的风险，缺点是目前没有高速双向开关，图8-4中两种双向开关的实现方法都会影响效率。

三相逆变桥也可实现PFC功能，缺点是成本略高优点是灵活、高效还可实现逆变功能。

分析时同样接入俩大电容如图8-6，单相的工作方式如下

通过上面及以往的分析可以得出这样的结论：三相电路的问题都可转换为单相无桥电路来分析，单相无桥电路又可转换为普通的Boost电路来分析，处理好Boost电路的PFC问题三相PFC的问题也就好解决了。

上面的分析是加入了两个电容，三相电路原本是不需要这两个电容的，不加这两电容的仿真波形如下

如图8-8电流波形不是很规则PWM驱动信号也较乱，原因在于三相电流不是连续的而是由PWM信号控制的脉动电流，三路开关有开有关瞬间的电流和并不一定是零所以加入这两个缓冲电容不仅有助于分析电路在实际电路应用中也是必要的（可以根据实际情况选择电容大小）。另外实际应用中的中性点一般离我们很远是在电网发电机的那一侧，我们所使用的零线（N线）实际上和中性点之间相当于串了一个电阻，因此实际的逆变桥三相PFC应用是下图8-9这种方式。

图8-9通过三个电容的这种连接方式可以使远端的电网中性点和逆变桥三相PFC电路的中性点电压保持一致，仿真波形如下 

如图8-11远端中性点电压和逆变桥三相PFC的中性点电压几乎是重合的，输出电压比较平直三相PFC的优点是输出工频纹波小。

三相逆变器

根据电路的可逆性三相PFC电路逆向应用就可实现三相逆变器,控制上只需改变一下Control脚电平，电路分析上与之前的方法相同这里不再重述。这里主要有两个问题：

第一个问题，仿真中用的是电流控制法也就是让电路中的电流成标准正弦波，对于纯电阻、电机这样的负载没什么问题电压和电流可以同向同波形，但对于阻容并联、二极管等非线性负载电压会发生移相或者畸形的问题，对于一些只要求标准的正弦电压波无电流要求的设备这种控制方法并不理想。在之前还提过的一种终极电压控制方案能解决这一问题，控制电路按之前的积分公式搭建同电流模式相比这种模式只需采样一端电压即可，电路更简单些。下面是基于Buck拓扑用这种电压控制模式模拟的动态仿真波形，电路为开环控制。

                                           图9-1 电压控制模式的动态仿真波形

如图9-1 输入电压为叠加有纹波的直流电，在5ms和10ms处负载发生突变，仿真结果是输出电压一直保持稳定既不受输入纹波的影响也不受负载变化的影响，再看一下动态响应基本上在单个开关周期内就能让输出电压重新稳定了，单周期动态响应这是非线性控制技术的特点。

再来看一下电流控制模式的动态响应

图9-2输入电压也是波动的，在5ms和10ms处负载突变，电路中的电流一直保持不变输出电压跟随负载变化，在单周期内完成动态响应具有非线性控制的特点。通过这两种模式的比较可以得出这样的结论，电压模式是以电压为控制核心，开关频率占空比都不固定，不受输入输出影响可以得到的稳定的电压，可在单开关周期内完成动态响应，非常适合恒压输出（输入）的场合。电流模式是以电流为控制核心，开关频率占空比都不固定，不受输入输出影响可以得到稳定的电流，可在单开关周期内完成动态响应，非常适合恒流输出（输入）的应用场合。

下面图9-3是三相逆变器输出接非线性负载的电路图，这里的非线性负载是由两个电阻、一个电容、两组二极管（每组72个）构成。

首选采用电流控制模式进行仿真，结果取三相中的a相，见图9-4

在电流控制模式下可以控制a相的电流为标准正弦波，但由于负载是非线性的a相的电压也是非线性变化的，这种模式受负载影响无法精确控制电压。

其次采用电压控制模式进行仿真，结果取三相中的a相，见图9-5

在电压控制模式下可以控制a相的电压为标准正弦波，由于负载是非线性的a相电流也是非线性变化的，对于要求输出电压是标准正弦波的设备用这种控制模式是比较理想的，电压不受负载影响通用性较好。

第二个问题，在以往的电机控制仿真中都是用逆变器输出交流波形来驱动的交流电机，这种逆变器电路也可以直接驱动直流电机，见下图。

图中的电路(a)是之前仿真采用的电路，其中的Ua、Ub、Uc分别是三相交流电机的三个端子其上的电压为正弦波也是交流电机的反向电动势电压，如果用一个框把(a)中的交流电机和电感框起来，框内的这部分电路就是一个直流电机模型其等效图如图(b)，从这里可以看出对交、直流电机的控制基本上是一样的。问题在于交流电机控制中可以直接测得电机的反向电动势Ua、Ub、Uc，在直流电机中无法直接得到反向电动势电压，当驱动电机时直流电机的三个端子被钳位在VCC或者GND上测量电机端子只能得到脉冲波。要得到高质量的反向电动势信号可以采用外接一个小电机的方法来专门产生反向电动势信号，只是这样会增加成本并且由于工艺的问题小电机产生的反向电动势信号会有些偏差，这里有一个方法将小电机装在电机内部可以以最低的成本实现100%同步。在开关电源中通过辅助绕组来为IC、驱动提供能量，这里也借鉴这个方法在电机里加入辅助绕组专门用来产生反向电动势，结构图如下：

                                          图9-7 带反向电动势信号输出的电机

辅助绕组同主绕组安装在同一相上这样可以产生与主绕组同相位同波形趋势的反向电动势，在生产过程中这种安装方法也比较容易实现，成本的增加微乎其微。

这里需要考虑一个问题，开关管动作所引起的电流变化是否也会影响到辅助绕组的电压？看一下公式推导，辅助绕组的电压来自于电磁感应

    （公式9-1）

                                （ 公式9-2）

化简得 

              （ 公式9-3）

从公式中可以看出影响反向电动势的因素是△I，所幸电机是工作于连续模式的△I较小。通过这种方法的到的反向电动势就如同DC-DC（Buck电路）的输出电压，在稳定的电压中叠加了一个开关纹波，这个纹波的大小与电感大小、开关频率、滤波电容等有关，通过恰当的设计和处理可以将这个纹波的影响降低到最低从而得到理想的反向电动势波形。

能量反馈型电子负载  

开关电源做好后都要进行老化试验，用灯泡、电阻这样的负载老化电能都白白浪费了，如果采用电子负载将电能再返回电网这样可以节约很多电能。

如图10-1是并网反馈电子负载的方框图，图中的电子负载是非阻性元件不消耗电能（实是PFC电路）对于待测电源来说电子负载可以达到真实负载相同的效果，对于并网逆变来说电子负载是其直流电源，电子负载上“消耗”的电能通过并网逆变反馈回电网。分析一下电网、待测电源、电子负载、并网逆变、电网这个环路，由于各环节的效率都不是100%所以从电网进入待测电源的功率要大于从并网逆变返回电网的功率最终的效果是电网始终在向外输出电能，并无能量返回电网。通过这个分析发现能量反馈这个环路可以不需要电网参与的，电路变换一下成为图10-2这种能量反馈型电子负载。

如图10-2假设待测电源是AC-DC电源，逆变器是DC-AC，环路进行着DC-AC、AC-DC无损转换，电子负载调节其中转换电流的大小，如果效率都是100%这个环路可以一直循环下去，实际上每个环节都有损耗电网要通过PFC电路向环路提供电能来补偿这些损耗以维持环路的循环。计算一下节能效果假设待测电源效率80%、功率1000w、其它设备效率95%，

电网消耗的功率为 1000*（1/0.8*1/0.95-0.95）/0.95=385w    可节能 1-385/(1000/0.8)=69.2%。

采用图10-1的并网逆变，其一技术要求高成本也高些，其二并网需要相关部门的允许，采用图10-2这种能量反馈电子负载技术要求低些也没相关限制，而且逆变可以直接模拟从低压到高压这种全电压范围的变化，相对更实用一些。

同传统三相PFC电路相似如果只采用下管PWM驱动或者上管PWM驱动时逆变效果不是很理想，如图9-8

在图9-8中当有两相PWM驱动时，由于三相电流和为零无PWM驱动的一相也能得到较理想的波形，当三相中只有一相为PWM驱动时另两相不受控波形不理想。

逆变电路要注意输出电压不能高于输入电压否则会出现消顶现象，如图9-9

三相电机驱动

在以前的分析中采用这种电流控制方式可实现刹车能量回收，自动限流（电流控制模式），电机正反转，还可以增加短路保护以应对意外情况，唯一不能实现的是电机零速启动问题。电机静止的时候速度为零无反向电动势无法获得电机相位信息，一种方法是通过软件编写一个启动程序将三相电机当成步进电机来控制，这种方法电机有时会反转一下启动力矩也不大，另外的方法是通过增加霍尔位置传感器或者光电感应传感器来获取电机相位信息，在这里只作为启动时使用有点大材小用。还有一种方法是借鉴有刷直流电机的换向器结构原理来实现相位的判断，如图9-10

同有刷直流电机的换向器用法刚好相反，这里换向器是固定在定子上的碳刷是固定在转子（外壳）上，在电机静止时通过三个碳刷与换向器的不同接触位置产生三位二进制代码来判断电机的相位，当电机转起来控制器识别到反向电动势后直接采用反向电动势而不再使用三位二进制代码，与此同时在电机转起来后由于碳刷及其支撑件是连在转动的外壳上的在离心力的作用碳刷会向四周移动从而脱离与换向器的接触，这样启动装置只在启动的时候有摩擦再加上换向器处理的是信号电流这部分启动部件的使用寿命几乎不用考虑。

去掉图10-2方框图中的待测电源再整理一下得到图10-3这种能量反馈型多功能电源

                       图10-3 能量反馈型多功能电源

在图10-3中的上半部分是一个带PFC功能的逆变电源，下半部分为n组电子负载，用逆变桥电路实现的电源可以说是无所不能，交流输出、直流输出、正弦波输出、方波输出、三角波输出、梯形波输出、电压源、电流源，叠加有纹波的直流输出等（馒头波），下图是这种逆变电源输出正弦波、梯形波、三角波、方波的仿真图。

这种逆变桥电源可以调频、调幅还可以加限流保护功能，这些功能可以方便电源的生产和调试。比如新做的电源可以先加半电压测试无故障后再全压测试，通过设置恰当的上限电流可避免灾难性的后果甚至可以避免功率开关管的损坏，再比如可以很方便的将电源调到230V 60Hz用来测试老化出口某国的产品。这些多种模式的实现几乎不需要增加硬件成本只通过软件编程即可实现（也可做纯硬件的需要配波形发生器）。如果再附加功率因数测试、输入输出功率测试、效率计算等功能就更完美了。