350--1500Vdc输入，25V/4W输出，双管反激结构，变压器设计一直有问题，效率低，请哪位大师指教。

基本拓扑结构如图，

输入电解电容450V2串，如何可以350--1500Vdc输入？

D5的耐压也不够。输入DC900V时，其反压已经超1100V了。

不知道你到底想做什么？

原理图已删除

这种没有玩过，不过感觉气息大了点点

1、这肯定不是双管反激

2、变压器设计参考此帖“【设计大赛】高电压输入，小功率电源”，必须设计成DCM工作方式。

3、该电源的损耗主要是3N150的开关损耗，供电电压越高开关损耗越大，必须降低开关频率，FSL117MRIN的频率（67K）太高，类似IC频率都高，所以不能用。

4、改用OB2269或其他可外部设定频率的IC直接驱动3N150，上面的3N150改用稍低耐压的管子，如2N90。

5、其他元件参数作相应调整。

代为转述，以下来自tanb006【版主】的回复：

这里的开关损耗已经可以忽略了。损耗主要来自于MOS的导通损耗。9欧姆的内阻，1000V+的电压，可以算出来导通时的导通损耗在100KW以上。你干嘛不用三极管呢？高频高压三极管也有。发热比你这少多了。

1、感谢 世界真奇妙的帮助，我是不是可以这样验证是否是上管开关损耗影响效率，增加变压器原边电感量，降低原边电流，这样效率应该会提升一点？

2、我先看看您的帖子，学习一下。

璐璐躺枪

这个功率和电压级别,开关频率高于音频20K就够了,DCM模式,效率相对可以提高一些.

输入是直流供电，输入侧不需要电解电容串联滤波，可用一只472/Y2安规瓷片电容，Y2电容的实际耐压大于AC3000V（1分钟），所以DC1500V使用绝对安全。或用472/2KV的瓷片也可以，注意，DC2KV的瓷片实测耐压应该是DC4500V（1分钟）。这是国标，如果达不到，就是假冒伪劣，市场上假冒伪劣常见，真品很少。

奇妙大师，我用OB2269方案设计了一版，效率比以前好多了，1000Vin， 25V/4W时候可以到57%。

但是开机的时候Vds出现非常高的脉冲，我分析应该是变压器漏感比较大引起，变压器自己手工绕制，200uH漏感。

附变压器参数：原边314T，L=23.88mH，主反馈副边32T，EFD25磁芯，开关频率25KHz。

前面的波形为Q1 漏极波形

1、好好看看“【设计大赛】高电压输入，小功率电源”的第25帖，详细讲解了变压器的设计要领。实际上，那个变压器可以直接拿来用。匝数是：初级/次级/辅助=180T（5毫亨）/40T/28T。必须是三明治绕法。MOSFET原极电阻1.8欧姆。

2、MOSFET原极电阻你用0.33欧姆，起动时变压器饱和，致MOSFET关断时尖峰电压很高。

3、按第10帖第4条做，3N150放在下面，2N80放在上面，还能提高效率。TVS要用3*400V。

4、2269的6脚加RC（100欧1000P）滤波。

5、下面的MOSFET的栅极和原极之间并一只5.1K电阻。

6、驱动电阻R72用150欧。

7、R71取值有问题。

或

奇妙大师。这个帖子放着好久了一直没有结题。后来尝试着研究了一下高电压输入情况下开关电源的功率损耗情况。

经过测试对比发现，在高电压输入情况下，MOSFET的Coss参数影响非常大，可以说是影响高压输入情况下电源效率的主要影响因素。

Pcoss=0.5*fs*Coss*Vds2  ， 很明显，Pcoss（开关损耗的一部分）在高压下的影响是不容小觑的，且输入电压越大，Pcoss对效率的影响越为明显。

针对本帖原有的拓扑结构，上管MOSFET的应选用具有比较小的Coss的MOS。但鉴于高压mos的Coss都比较接近，可以通过2个稍低耐压的MOS通过串联的方式进行减小等效Coss。

就2楼的拓扑结构讨论关于TVS管的稳压特性。

从PV侧通过串联电阻+TVS管得到上管的栅极电压。那么此时TVS稳压条件是什么样子的呢？

查询手册P4KE550的Ir=5uA。在选择串联电阻阻值时，是不是保证TVS管上的电流i＞Ir=5uA即可？保险起见，电流是不是可以选择Ir≥10*Ir=50uA?