【DIY大赛】+全桥+悬浮斩波器控制电源设计

悬浮斩波器控制电源设计及实验调试报告1．技术指标

Ø 输入电压：Vin=240~380V/DC

Ø 输入额定电压：330V/DC

Ø 输出电压：V01=24V；V02=5V；V03=+15V；V04=-15V；V05=12V

Ø 输出电流：I01=1.5A；I02=2A；I03=1.5A；I04=0.5A；I04=1.5A

Ø 前级LLC开关频率：f =200kHz；后级Buck开关频率：f =500kHz

2．前级LLC设计

前级采用单谐振LLC变换器，其额定输入电压330V/DC时工作在谐振点，提高悬浮控制电源的效率。其详细设计过程如下：

选择谐振因子k=6，额定输入时变换器的电压增益Mnom=1，因此变换器谐振网络的最大电压增益Mmax和最小电压增益Mmin分别在最小输入电压Vin_min=250V和最大输入电压Vin_max=380V时取得。

考虑设计裕量。取Mmax=1.4，Mmin=0.90

图2-1 k=6时，Q取0.2-2.0时谐振网络电压增益曲线

图2-1 k=6时，Q取0.2-0.35时谐振网络电压增益曲线

当k=6时，谐振网络增益关系曲线如图2-1所示。由增益曲线可以看出，为了获得1.5的电压增益，Q的取值需要大于0.2且小于0.5。谐振网络增益曲线如图2-2所示，当Q值取0.2到0.35时，由图可以发现Q=0.35比较合适。

由于悬浮斩波器控制电源是多路输出，其中24V输出所占比重最大，所以本次设计以24V输出作为主控输出。

后级Buck考虑稳定性、效率及成本等相关因素，采用LM25011和TPS5401集成芯片。考虑到输入电压裕量、效率以及电感电流连续，其开关频率设置为500kHz，其输出脉冲最大占空比限制为80%。因此5V输出其Buck输入电压大于或等于5÷0.8=6.25V，对于12V输出其Buck输入电压应大于或等于12÷0.8=15，对于±15V输出其Buck输入电压应大于或等于15÷0.8=18.75。5V后级Buck输入电压大于或等于6.25V，±15V输出其Buck输入电压应大于或等于19.75V，12V后级Buck输入电压大于或等于16V。

考虑后级Buck电路的稳定性，在实验调试时，后级Buck输入电压：5V输出对应的输出电压等于12V，12V以及±15V输出对应的输入电压都等于20V。

则LLC级按如下参数进行设计;

输入电压：Vin=250~360V/DC (额定输入为330V/DC)

输出电压： V01=24V，VL2=12V，VL3= VL4=VL5=19.75V

2.1 交流等效负载

根据公式可求得变换器交流等效负载，由于本文设计的LLC变换器是多路输出的，可以将5路输出等效为1路输出来计算交流等效负载Rac。

(2-3)

2.2 谐振电容Cr、谐振电感Lr、激磁电感Lm

k、Q、Rac的值确定以后，则可以通过如下公式计算出谐振网络参数Cr、Lr、Lm的具体值。

(2-4)

考虑到开关管和线路的寄生电容以及实际情况，故实际取值Cr=10nF。

(2-5)

(2-6)

2.3 谐振电感Lr的设计

通过谐振网络的电压最小有效值为：

(2-6)

通过谐振电感Lr的最大电流有效值为：

(2-7)

因此峰值电流为：

(2-8)

根据AP法选择谐振电感磁芯，则

(2-9)

谐振电感磁芯选择PQ2016，其磁芯有效截面积Ae=61.9mm2，窗口面积Aw为47.4mm2。故其，设计符合要求。绕组最少匝数为：

(2-9)

考虑裕量和实际情况，取NL=20T

磁芯气隙长度 (2-10)

绕组线径选择：谐振电感Lr通过的电流的最大电流有效值Iin_rms_max=1.03A，选取电流密度J=5A/mm2，则需要导线截面积SLr=Iin_rms_max/J=0.206mm2，实际选用0.1mm×30利兹线，其截面积

2.4 变压器设计

通过AP法选择变压器的磁芯尺寸，根据AP面积公式：

(2-11)

变压器磁芯选择PQ35/35，Ae=169.7mm2，Aw=220.6mm2，因此

，设计符合要求。

以24V主控输出计算变压器匝数比：

(2-12)

故变压器副边24V输出最少绕组匝数：

(2-13)

故实际取值N24V=6T

则副边5V输出绕组N5V=3T；

副边±15V输出绕组N15V=N15V1=5T；

副边12V输出绕组N12V=5T。

变压器磁芯气隙为：

(2-14)

绕组线径的选择：变压器原边通过的电流与谐振电感电流一样，所以线径也是一样，即0.1mm×30利兹线。

对于副边24V输出，其输出电流为1.5A，采用中心抽头的全波整流方式，则5V绕组通过的电流有效值为。故需要绕组截面积S=I/J=1.18/5=0.2356mm2，选用0.1mm×30利兹线，其截面积为0.2356mm2。

考虑电流裕量，后级Buck效率取85%。因为5V输出的对应的输出电压为12V，其绕组通过的电流有效值为，故需要绕组截面积S=I/J=0.770/5=0.1540mm2，选用0.1mm×20利兹线，其截面积为0.1571mm2。

由于15V输出的对应的输出电压为20V，其绕组通过的电流有效值为，故需要绕组截面积S=I/J=1.039/5=0.2079mm2，选用0.1mm×30利兹线，其截面积为0.2356mm2。

-15V输出的对应的输出电压为20V，其绕组通过的电流有效值为，故需要绕组截面积S=I/J=0.327/5=0.069mm2，选用0.1mm×20利兹线，其截面积为0.1571mm2。

12V输出的对应的输出电压为20V，其绕组通过的电流有效值为，故需要绕组截面积S=I/J=0.832/5=0.166mm2，选用0.1mm×30利兹线，其截面积为0.2356mm2。

2.5 功率级器件选择

输入滤波电容选择1µF/630V的CBB电容，谐振网络的谐振电容选用MPK4系列的10nF/630V的WIMA电容。

2.5.1 副边整流二极管的选择

查阅相关资料，由计算可知副边峰值电流为：

(2-15)

整流二极管的电压应力应大于两倍的输出电压，考虑1.5倍的裕量，因此24V输出选择STPS30150CG；5V， 12V，±15V输出可以选择STPS30SM80CG。

2.5.2 副边电解电容的选择

查阅相关资料，由计算可知通过输出电容的电流的有效值：

(2-16)

电解电容选择：江海CD263系列的直插电容

前级LLC的5路输出的滤波电解电容选型：CD263系列470µF/35V

3. 后级Buck设计

根据第2节的计算可知，具有主控输出的后级调整Buck变换器的各路输入电压如下;

5V输出：VL2=12V；12V输出：VL3=20V；±15V输出：VL4=VL5=20V

后级Buck变换器对于24V，15V和12V这三路采用LM25011集成芯片，对于-15V这路采用TPS5401集成芯片。

3.1．5V输出设计

控制芯片：LM25011

输入电压范围：Vin=10V至15V；

输出电压：Vout=5V；

工作在CCM模式的最小负载电流：Io_min=300mA；

最大负载电流：Io_max=2A；

开关频率：fs=500kHz

选取最大纹波电流：Ior_max=2×Io_max=600mA

根据芯片资料，其输出最小滤波电感：

(3-1)

考虑实际情况，选取滤波电感L1=22µH（Vishay Dale公司IDC-5020系列）

3.2．15V输出设计

控制芯片：LM25011

输入电压范围：Vin=18V至25V；

输出电压：Vout=15V；

工作在CCM模式的最小负载电流：Io_min=300mA；

最大负载电流：Io_max=1.5A；

开关频率：fs=500kHz

选取最大纹波电流：Ior_max=2×Io_max=600mA

因此其输出最小滤波电感：

(3-2)

考虑实际情况，选取滤波电感L2=22µH（Vishay Dale公司IDC-5020系列）

3.3．12V输出设计

控制芯片：LM25011

输入电压范围：Vin=18V至25V；

输出电压：Vout=12V；

工作在CCM模式的最小负载电流：Io_min=300mA；

最大负载电流：Io_max=1.5A；

开关频率：fs=500kHz

选取最大纹波电流：Ior_max=2×Io_max=600mA

因此其输出最小滤波电感：

(3-3)

考虑实际情况，选取滤波电感L3=22µH（Vishay Dale公司IDC-5020系列）

3.4．-15V输出设计

控制芯片：TPS5401

输入电压范围：Vin=18V至25V；

输出电压：Vout=12V；

工作在CCM模式的最小负载电流：Io_min=300mA；

最大负载电流：Io_max=1.5A；

开关频率：fs=500kHz

因此其输出最小滤波电感：

(3-4)

根据芯片资料可知，其输出最大滤波电感：

(3-5)

考虑实际情况，选取滤波电感L3=47µH（Vishay Dale公司IDC-5020系列）

4. 实验调试分析4.1 前级LLC调试分析

前级LLC是以5V输出作为主控电路，但是实验调试时发现以下几点问题：

= 1 \* GB2 ⑴ 当输入的工作电压小于额定电压330V时，5V输出电压纹波达到300mV左右；

= 2 \* GB2 ⑵ 当输入的工作电压大于额定电压330V时，5V输出会随着输入的增加而增大，其输出电压纹波会达到400mV左右，调节PI该状况基本没变化；另外，电路工作在过谐振点时，输出整流二极管不会工作在ZCS状态，因此整流二极管会有反向恢复电压，其反向尖峰很大；

= 3 \* GB2 ⑶ 设计另一种相同绕组匝数的变压器时，其实验效果差异很大：调节PI，原边主开关管的Vds波形始终稳不住。

以24V输出作为主控电路，实验结果如下：

= 1 \* GB2 ⑴ 50%的负载条件下：

= 1 \* GB3 ① 当输入电压Vin=270V时，此时LLC电路工作在欠谐振点状态，实验波形如下：

a. 原边上管Vds波形如图4-1所示，此时的开关频率fs=138.9kHz

图4-1 Vin=270V时上管Vds实验波形

b. 变压器原边输入电压波形如图4-2所示：

图4-2 Vin=270V时变压器原边输入电压的实验波形

由于输入电压Vin=270V时，此时LLC变换器工作在欠谐振状态。如图4-2所示，变压器原边输入电压的上升沿和下降沿出现的台阶的原因：原边上管(或下管)从开通到关闭之前，变压器的激磁电感与谐振电感电流相同，此时电路中的谐振状态由谐振电容Cr和谐振电感Lr谐振向谐振电容Cr、谐振电感Lr与变压器的激磁电感Lm共同谐振，导致变压器储存的能量不向二次侧传递，副边输出整流管实现ZCS关断。