如何提升逆变电源的可靠性？

电源网讯

首先说一下输入回路的电解电容，我们知道，逆变器的DC输入电流通常很大，一个12V  1000W 的逆变器输入电流最大可达120A以上，此时输入端的电解电容的选择就非常关键了，选择不当时，炸电解电容的故障就会变成‘家常便饭’了。

第二个要说的就是对不同负载特性适应性问题。这里又包含两个问题，1. 是逆变器自身的功率余量、允许最大带载启动输出电流与过流保护措施；2. 是对不同特性如感性、容性、负阻性等负载的适应性。一般如果在技术上没处理好这些问题，产品在使用时就易出现各种问题。   

再者就是散热问题，除了主功率开关器件、高频整流二极管、主功率变压器等部件，电解电容的散热也不能掉以轻心.....

说到逆变器的可靠性，有一个不得不说的重要问题，就是MOS管的并联问题，当然这里又包含了并联驱动问题与PCB的布线问题。“均流均压” 这简简单单四个字里不但包含平衡驱动、PCB布线均衡（布线的DC、AC电阻相等）、还包含了管体散热均温、MOS管的Ron动静态匹配（选管）等问题。

撇开并网，再一个对运行可靠性有举足轻重的影响的是逆变器的“自我”保护问题，包括限流保护模式(前面已提到过)，热关断保护，用户操作异常保护，负载异常保护，启动保护等等

这个说法不能说不对，其实如已及时关掉了后级，一般前级的过流也就能自行解除了。当然实用时前级高频大功率DC/DC与后级50Hz/60Hz逆变部分都应具有性能良好的限流控制环路

对于原器件的参数设定与选型一样会影响到产品的可靠性，这个自不必多说。但对MOS管、超快整流二极管来说，不同的封装形式对可靠性的影响有时差别十分明显！不得不认真重视之。

在谈驱动问题前，先上一幅实测的推挽逆变电路的其中一边MOS管的G极波形（1：1 蓝）与升压变压器的副边电压波（15：1 黄），这是电路处在满载1000W  DC+24V输入时的实测波形，可以看到另一路MOS管导通时串入到截止MOS管的G极的干扰尖刺波形。

由于大部分逆变器的MOS管驱动部分的供电与主振荡IC一样，都为单电源供电（用SG3525输出直驱管MOS的也不少见），因此驱动波形以0V~+15V方波为多见，此时驱动波形如受到干扰（见上图尖刺部分），如接近达到MOS管的Vth值，则对系统的不良影响自不用多说，起码也会影响效率与温升。如采取一般的手段无法有效减低或避免这种干扰时，采用负压关断也就很有必要了。这个问题在专业的量产方案中，应引起足够的重视。

此图为实测逆变器满载时的推挽A相与B相MOS管的G极波形（1：10），由于采用了+15V开通、-5V关断的驱动方式，同时精选低Qgs的功率MOS管，驱动波形的“尖峰”干扰大为减少，也可看到由于采用了负压关断，满载时从对方相位串扰过来的“毛刺”被有效控制在0V线以内（红圈），确保截止时期的MOS管能绝对可靠地截止关断。

在说环路反馈与过流保护前，接续4楼散热话题，先来说说结构设计与主功率管的散热问题。举一个实例：某山寨小企业抄板了某个已成熟的逆变电路，此电路在别人那里反映不错，而在自己这里的产品却炸主功率MOS管的比例较高.....

后告知先送个样机过来看看...拿到样机拆开后发现8个TO-220封装的主功率MOS管密集在一边，铝壳壁厚度才3mm~4mm...虽有热探头，还是无语了。

摄氏25度环境时，输出满载1000W，10分钟后图片B处（8个MOS管的中心位置）的温度比A处高出6~8度！C处（绿圈）最低，比B处低14~15度！（C处为进风口，D为风扇，样机为进风设计，据说是用以延长含油轴承的寿命），同样型号并联工作的功率MOS管，实
际工作的温差那么大，自然对“均流”是极其不利！ 所以可靠性不高就不足为怪了。

结合散热设计，对MOS管的并联来说，从参数筛选配对（如Ron、Qgs等的误差最好小于5%）到每个MOS管的PCB的走线参数（PCB布线的AC、DC阻抗）相近、驱动波形严格相同、工作时的温升变化同步一致（以后再详说）等等，当然还有限流保护点的合理选定、装配焊接工艺的各个细节都不能掉以轻心！  这样才能保证并联工作时的高可靠性。

附图中的A是原边互感器采样，B是康铜丝采样，在逆变器中A多用做峰值限流；B多为平均值限流模式。

采用康铜丝采样时，由于为了减少损耗，一般输出电压极低，需放大后再作为反馈信号，多用作平均值限流控制，虽然响应速度慢，但却有限流精度高且稳定的优点，当蓄电池电压从14.5V下降到10.5V时，结合对限流值的补偿，可获得较理想的恒定输出功率，不会导致因蓄电池电压下降而影响逆变器的输出功率。（电源网原创转载请注明出处）