谈谈旁路和去耦合电容-原理部分

看了很多关于旁路电容和去藕电容的文章，有代表性的如下：

退耦电容的选择和应用

十说电容

关于旁路电容和耦合电容

关于旁路电容的深度对话

对于以上的文章，我是很佩服的，我按照它们的思路把问题推演和考证了一下，参考了一些数据，自己推导一下电容模型的阻抗曲线，试图做的就是让问题更明显一些。打算把这个问题分成两个部分，第一个就是原理上去验证，第二个就是从实际的例子去推演。各位看完有任何意见请留言。

先看看此类电容的应用场合：

根据以上电路来说，由一个电源驱动多个负载，如果没有加任何电容，每个负载的电流波动会直接影响某段导线上的电压。

瞬间冲击电流的产生原因

1.容性负载

来分析一下数字电路的电流波动，数字电路的负载并不是纯阻性的，如果负载电容比较大，数字电路驱动部分要把负载电容充电、放电，才能完成信号的跳变，在信号上升沿比较陡峭的时候，电流比较大，对于数字芯片来说，新派驱动部分电流会从电源线上吸收很大的电流，由于线路存在着的电感，电阻（特别是芯片管脚上的电感，会产生反弹），这种电流相对于正常情况来说实际上就是一种噪声，会影响前级的正常工作，下图反应了工作情况

2.输出级控制正负逻辑输出的管子短时间同时导通，产生瞬态尖峰电流

PMOS和NMOS同时导通的时候出现的电流尖峰。

电压塌陷噪声

我们考虑数字电路内部结构一般由两个Mos管组成，为了便于分析，我们假设初始时刻传输线上各点的电压和电流均为零。现在我们分析数字器件某时刻输出从低电平转变为高电平，这时候器件就需要从电源管脚吸收电流（上面一个分析的是容性负载，现在考虑的是阻性负载）。

从低到高（L=>H）

在时间点T1，高边的PMOS管导通，电流从PCB板上流入芯片的VCC管脚，流经封装电感L.vcc，通过PMOS管和负载电阻最后通过返回路径。电流在传输线网络上持续一个完整的返回时间，在时间点T2结束。之后整个传输线处于电荷充满状态，不需要额外流入电流来维持。

当电流瞬间涌过L.vcc时，将在芯片内部电源和PCB板上产生一个电压被拉低的扰动。该扰动在电源中被称之为同步开关噪声（SSN）或Delta I噪声。

从高到低（L=>H）

在时间点T3，我们首先关闭PMOS管（不会导致脉冲噪声，PMOS管一直处于导通状态且没有电流流过的）。同时我们打开NMOS管，这时传输线、地平面、L.gnd以及NMOS管形成一回路，有瞬间电流流过开关NMOS管，这样芯片内部至PCB地节点前处产生参考电平被抬高的扰动。该扰动在电源系统中被称之为地弹噪声（Ground Bounce）。

实际电源系统中存在芯片引脚、PCB走线、电源层、底层等任何互连线都存在一定电感值，就整个电源分布系统来说来说，这就是所谓的电源电压塌陷噪声。

去藕电容和旁路电容

去藕电容就是起到一个小电池的作用，满足电路中电流的变化，避免相互间的耦合干扰。关于这个的理解可以参考电源掉电，Bulk电容的计算，这是与之类似的。

旁路电容实际也是去藕合的，只是旁路电容一般是指高频噪声旁路，也就是给高频的开关噪声提高一条低阻抗泄防途径。

所以一般的旁路电容要比去藕电容小很多，根据不同的负载设计情况，去藕电容可能区别很大，当旁路电容一般变化不大。关于有一种说法“旁路是把输入信号中的干扰作为滤除对象，而去耦是把输出信号的干扰作为滤除对象，防止干扰信号返回电源”，我个人不太同意，因为高频信号干扰可以从输入耦合也可以从输出耦合，去藕的掉电可以是负载激增的输出信号也可以是输入信号源的突变，因此我个人觉得怎么区分有点纠结。

电容模型分析

如果电容是理想的电容，选用越大的电容当然越好了，因为越大电容越大，瞬时提供电量的能力越强，由此引起的电源轨道塌陷的值越低，电压值越稳定。但是，实际的电容并不是理想器件，因为材料、封装等方面的影响，具备有电感、电阻等附加特性；尤其是在高频环境中更表现的更像电感的电气特性。

我们这里使用的电容一般是指多层陶瓷电容器（MLCC），其最大的特点还是由于使用多层介质叠加的结构，高频时电感非常低，具有非常低的等效串联电阻，因此可以使用在高频和甚高频电路滤波无对手。

关于其特性分析和分类可以参考以前的文章：

urface Mounted Capacitor(表贴电容) Ps:大部分是英文的，我有空把它翻译整理过来。

电容模型为

等效串联电阻ESR：由电容器的引脚电阻与电容器两个极板的等效电阻相串联构成的。当有大的交流电流通过电容器，ESR使电容器消耗能量(从而产生损耗)，由此电容中常用用损耗因子表示该参数。

等效串联电感ESL：由电容器的引脚电感与电容器两个极板的等效电感串联构成的。

等效并联电阻EPR：电容器泄漏电阻，在交流耦合应用、存储应用(例如模拟积分器和采样保持器)以及当电容器用于高阻抗电路时，Rp是一项重要参数，理想电容器中的电荷应该只随外部电流变化。然而实际电容器中的EPR使电荷以RC时间常数决定的速度缓慢泄放。

通过上述参数，我们可以知道得到电容阻抗曲线

我找了Murata的电容做了对比

1000pF 0402

100nF 0603

实际电容的阻抗是如图所示的网络的阻抗特性，在频率较低的时候，呈现电容特性，即阻抗随频率的增加而降低，在某一点发生谐振，在这点电容的阻抗等于等效串联电阻ESR。在谐振点以上，由于ESL的作用，电容阻抗随着频率的升高而增加，这是电容呈现电感的阻抗特性。在谐振点以上，由于电容的阻抗增加，因此对高频噪声的旁路作用减弱，甚至消失。电容的谐振频率由ESL和C共同决定，电容值或电感值越大，则谐振频率越低，也就是电容的高频滤波效果越差。

ESL首先和电容的封装直接相关的，封装越大，ESL也越大。因此我们并联三个电容以上对于滤除噪声来说并不是很明显的。这里有个问题，我们甚至希望可以得到0402的0.1uF的电容，但是这个是比较难得，因为封装越小，操作电压和容值都是有限制的，所以理智的做法就是用两个电容。

通过曲线我们发现，如果我们只是考虑1MHz以内的噪声的时候，在大多数情况下，旁路电容的规则可以简化为只用0.1 μF电容旁路每一个芯片。不过我们要选择0603的MLCC的电容，而且要注意电路布局。如果我们沿着电路板上的电流路线，可以发现电路板铜线上存在电感。在任何电流路径上的电感与该路径的闭环面积呈正比。因此，当你围绕一个区域对元器件进行布局时，你需要把元器件紧凑地布局（为了使电感为最低）。