牛人工程师仿真：基于12V1000W全桥的开关电源中变压器Saber仿真设计

以12V1000W全桥为例，主要设计参数：

输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC

输出电压12VDC，输出功率1000W

PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us。

最大占空4.5us，即最小死区500ns。

仿真电路如图：

其中：变压器先采用3绕组线性模型，初步设置的参数如下：

仿真电路附后：

附件下载：Bridge1k 

第一步：调整变压器及电路初步参数

将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1（紧耦合，无漏感）。

仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2=l3=1.6uH。

观察变压器原边电流：

电流连续，且有相当富裕，说明原边电感可以减少。

观察输出储能电感L1电流波形，纹波很小，说明L1还可以减小。

保持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感接近临界模式，

调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

最后得到变压器 l1=400uH、 l2=l3=640nH，L1=180nH。

校验一下各部电压应力，没有超压，最后校验一下死区：

远无直通可能，电流也是连续的。

本阶段调试OK。

第二步：调整吸收参数

将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。

调整副边吸收RC，直到满足二极管反压要求。

得到：C=15nF、R=2.2Ω 最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。

改变变压器耦合系数：

即：只要漏感 <2%，二极管反压即可 <35V。

检测原边开关管电压没有尖峰。

采集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数：

即：副边峰值电流 Ism=97A，平均电流 Isa=41.8A

原边峰值电流 Ipm=5.84A，有效电流 Ipr=3.56A

储能电感峰值电流 I1m=97A，平均 电流 I1a=83.6A

第三步：变压器仿真

将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。

再放一个三绕组非线性变压器B2到电桥的另一臂，大致估计一个磁芯型号，比如EE42，设置好B2的磁芯参数。

所有绕组电阻设为最小（1p)，每个绕组保持一端接地。如图：

采用一个与电路PWM同频率（这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。

先仿副边绕组，调整激励源电压（105V）或者分流电阻（1Ω），使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A 。

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。

这里，即使B2副边绕组只有1匝 ，，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。

调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，说明磁芯够大。

增加激励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，磁芯， 磁芯重复上述仿真，得到：

副边绕组匝数 n2=n3=1，允许最大气隙 0.345mm，抗饱和安全系数 130%。

评估：

匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。。等自然数，特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。经仿真，半匝不能满足要求，最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量（这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数 ，，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数究竟多大合适我说了不算，需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。

原边：

全桥变换电压传输是比例关系，根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。

原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

将电桥改接到原边

设置低频（50Hz)小电流(1V1KΩ）激励，使电桥阻抗远大于感抗。

保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与计算吻合。

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量。

其中，漏感是按1%典型值计算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。

附件下载：lnx 

第四步：变压器设计

变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。

EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。

原边电流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm2

副边电流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2

两项合计，窗口利用系数不到21%，很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯（比如用两只小磁芯叠绕），另外一种选择是将副边绕组定为2匝（如果有其他理由的话）。

根据以上数据可计算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。

储能电感设计：

第五步：联合仿真

将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。

先按照气隙=345um的数据设置漏感，调整占空，使输出=12V，检查各部波形无误，电流连续，纹波合理，效率92.8%。

再将气隙设置为0，漏感也对应调整。

出现两个问题：

一是副边二极管反压超标，重新调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即达到最佳配合，反压<35V。

二是输出电压偏低，加占空无果（不知何故）。为增加输出电压，将原边匝数减少 1匝 1匝，即24匝。OK!

然而，实际应用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超过最大允许值，而是有一个比较适中的分布，这个值主要与工艺有关，是个统计数值。

假设这个宽度为0.1mm，仿这个情况。

副边二极管反压又超标，需要调整吸收参数。

由于气隙宽度（实际上是漏感相对值）显著影响二极管反压，为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω，二极管反压<32.7V。

最后电路如图：

各部波形：

分别为：

1、输入电流波形：平均值3.115A，纹波成分1.406A。

2、上管电压波形：峰值350.7V。

3、上管电流波形：平均值1.56A，峰值4.81A。

4、上管损耗波形：5.41W，偏大。

5、下管电压波形

6、下管电流波形

7、变压器原边电流波形：有效值3.45A，峰值4.68A。

8、变压器副边电流波形：平均值41.67A，峰值95.1A。

9、副边二极管电压波形：峰值32.64V。

10、副边二极管电流波形：平均值41.67A，峰值95.25A。

11、储能电感电流波形：平均值83.34A，纹波峰峰值24.76A。

12、输出电压波形：平均值12.01V，纹波峰峰值7.27mV(未计入ESR影响）。

附件下载：Bridge1kf 

第六步：讨论

这里留点尾巴，有几个问题需要讨论：

1、原边设定为25匝时，在气隙=0情况下，占空明明有富裕，但增加占空却不能提高输出电压（已经肯定不是死区问题），是何缘故？

2、上述情况下，改匝数=24，输出电压出现振荡，幅度+-200mv左右，频率5K左右，与滤波环节谐振频率相当，可以肯定是LC滤波产生的谐振。问题是：同样的滤波参数，其他不振荡（要收敛），这个状态才振荡，为什么？振荡条件是什么？如何避免？

3、观察效率，线性变压器方式为93%，换成非线性变压器后降为92.8%，减少0.2个百分点，对应2W的损耗增加，可以理解为变压器磁损。但是，气隙从345um减少到100m后，效率降低到91.8%（进一步减少气隙效率降低更多）。效率降低1个百分点可不是小数，从理论上讲气隙的减少不应该对应效率的降低，这里却出现这样的情况，是何道理？

4、变压器窗口明显富裕，可以容纳副边2匝或者更多的方案，增加匝数会引起什么效应？谁再做做工作仿出来？

5、已经说明变压器磁芯气隙是个统计参数，工程上这个参数一般是什么水平？离散性有多大？有何影响？如何控制？

6、本次完全摒弃通常的计算公式，完全用仿真的方法设计变压器，其结果需要与公式计算的结果相比较，也需要工程验证，请有条件的做做这方面工作。