工程师实例：结构简单可靠的800W单管反激制作

【电源网】接到上级要求说要作一个结构简单,可靠的800W电源,输出波纹要求不高,因为是容性负载的。电压要求输入176--355V(整流后的直流),输出呢80V.电流10A,辅助供电14V-0.5A。磁芯选择的时候算了一天,最终确定用EE65的磁芯.这里有很多原因,首先想用小一号的EE55,却发现算出来绕不下.或者就是频率得提高到100K附近或者更高才能绕满.因为老板要求的是可靠.那就是说温升一定得尽量的小.所以线径都是按4A/mm2来计算的.最终频率确定在53K.这也是考虑到骨架绕法的问题.初级两层,次级一层,刚好绕满,所以就这频率了.

另外这个频率的选择也跟匝数有关,在辅助绕组需要输出14V电压,计算得出如果辅助绕组是2匝,这是最好的绕线方法了.1匝几乎不可能,那频率太高了.如果3匝,那么初级和次级又绕不下了.所以这频率是按以上综合的实际参数来选择的.并非是最合理的.但却是最实用的.

变压器参数:

F=53K

AE=521,有的厂家给的535,我是实测的.

磁饱和增量:0.2(实际上计算出来的△B是0.1564.绕不下满匝,所以就按满匝的算是0.2)

Dmax取0.45

有了这些参数,就能算出来:

NP=15  用0.1*200的利兹线两根并绕两层作初级,包住次级

NS=8   用0.1*200的利兹线同样两根并绕一层在中间

辅助供电=2绕在最外层,和IC的供电绕组均匀绕制.

绕好后,气隙开0.75毫米,也没有超过1毫米的经验值

电感量102UH.

这200根一股的线,很纠结.骨架是塑料的.不能长时间焊接,而这线散热又太快了.必须用60W烙铁才能上锡.所以,最终选择不动骨架,而在线路板相应的出线口放置两个3毫米直径通孔的焊盘.骨架依然焊在线路板上,这给组装带来了很大的难度.不适合量产.

电路的设计

因为功率巨大,因此用了两只330UF的大电容在初级,体积限制也没有地方装第三个电容了.本来设计是1000UF的,只好用两只了.然而按经验,用了直径20毫米,常温电阻25欧姆的热敏NTC依然让人失望,上电的时候插头会看到明显的火花产生.有时候会吓人一跳.虽然对插头损伤不大,但总归不是好事.于是就在300V的回路加装了一个场效应管20N60,在G用分压电阻从300V到地分压12V,给G极供电,并在G接入了一只22UF电解.当作缓冲电路.不能不说这样用法是从山寨电源上学到的.可以节省一只NTC.而且还没有发热引起NTC老化的问题.但缺点也是明显的.当在300V端接入800W负载的时候,发现这场效应管虽然内阻很低,却依然有不小的功耗.无奈还得加入散热片.最终这个场效应管做缓冲的方案并不理想 .300V一路搞定,满载后电压在预算范围内.交流166V的时候没有跌破180V直流。

方案选用简单的3842,功能足够,而且保护灵敏.最好的就是可以外加若干保护电路.比如欠压或者过压锁定,外接频率输入,两只3842共同使用一个频率,或者软启动等等,都可以在芯片外围加几个简单的零件来实现.如果啥都不加,3842也有自身的电压保护和电流保护.可以说是相当可靠的了.对于前文提到的插电时候插头冒火的情况,先是在初级加装了更理想的NTC,阻止了电容充电时候产生的火花,而电路启动时候,特别是满载启动的时候不可避免的也会吸收大量电流,这个也会使插头在瞬间产生火花.对此,我在3842的8脚和1脚间加入了官方推荐的软启动电路.并且把软启动电容加大到了100uf.

当然这个电容是经过实验的.大约能有3—5秒的缓冲时间.在这段时间里,占空比是由1%到满载的35%(300V直流下的占空比)逐渐提高的.可以在次级看到电压上升的曲线就是那个软启动电容充电的曲线.关于3842的其他部分的电路就不多说了.大家都很熟悉了.就说说我遇到的一些问题吧.这个软启动电路本来是为插头的火花而做的.可做好后却发现又多了个保护MOS的功能.可以避免刚上电,初级电压较低的时候就开始工作,而次级却满载的情况下,初级电流达到超过正常峰值而很快烧掉的情况,虽然MOS的瞬间耐过流能力很强大,但依然会在某些情况下爆掉.然而就在加了软启动以后,MOS一直很乖,没发脾气的爆掉.从这里,我又学到了软启动对于大功率电源的重要性.

MOS的温度

之前计算的IPK是14.6A 所以选用20n60,而我手头只有TO220封装的,将就用吧.这MOS查资料是DSON=0.65欧姆,实际上是能用的,发热也在95度以内,加了重量170克的散热片.烟盒大小的一块.但直接测G端波形,发现出现了严重的失真,上下沿的中段,都会出现一段平台,粗看是平的,波形放大了看其实是一段密集而杂乱的振荡.想想3842的驱动能力是1A的啊,不至于是这波形吧?后来改动RG电阻,原电阻是20欧姆的,按MOS的PDF资料,改成2.2欧姆的,再看波形,好了那么一点.感觉也就好了2成吧.不过发热降低了10度,到85度了.不得已,又改版,加装了图腾柱驱动.用8050和8550.

驱动电阻从2.2---20欧姆都试过,还是图腾柱和2.2的电阻配合,发热最低.现在最高温度也没过55度了.当然是在风冷条件下了.环境温度15度,12V风扇,规格6015一只.12.5V供电就够了.接下来电路的难题又来了:MOS的尖峰吸收.(在本文中所有电路的电压都是300V的情况下测试的,如有例外,会做说明的)看波形,在MOS的D,有580V的尖峰最高值,初级RCD吸收是按经验值:103电容和47K电阻并联.电阻取的大,消耗在RCD上的损耗最小.但尖峰也很大.如果交流输入245V,那MOS就该报销了.于是用两只47K电阻并联,电容不变,峰值降到了560V但也不能无限制的减小这电阻了.考虑到这个尖峰是由次级反馈回来,和漏感一同形成的,于是在次级整流二极管两端加装了RC吸收.R=27欧姆,C=470p.这下MOS的D极峰值降到了500V.看来很有用哈.反正是走到这一步了.看看能不能改变RC的搭配让峰值更低,可换了很多种组合,都不理想.

这次在MOS的DS端加入了同样的27欧和470p的阻容吸收,峰值又降了20V,达到了480V.不过这几个被动吸收电阻都加大了电路的损耗.这也是代价了.算算一共用了三处的被动吸收电路.虽然耗能,却符合老板简单,可靠的要求.这里木有使用有源钳位,我个人认为无源器件比有源器件更长寿.虽然代价是更多的发热和能耗.不过在这里老板不要求,那么就按自己的意思作了。

整个电路是用3842+817+431的简单组合.电路够简洁，功率够大。然后开始搞10A的限流电路了.跟普通的限流一样,得用采样电阻来作.因为这电流要求就是要精确限流,所以只能在直流输出部分检测,而不能放在次级整流管之前用互感器隔离检测.检测电阻我用了一只5W的0.02欧姆水泥电阻.定做精度2%.满载10A功率也才2W.这里选用5W电阻是有原因的.本来用3W就足够了吧,可实际使用3W0.02欧姆电阻的时候却发现电阻本身的阻值会变大.就跟白炽灯一样,冷态小电阻,热态就大电阻了.这也是电阻测温法的基本原理。这电阻变大了多少呢?2W的功耗,20毫欧的电阻变成了23毫欧.已经远超设计了.结果是热机以后,电流从10A直线降到了8.7A附近,并且趋于稳定.这明显不符合精确限流的要求嘛.这里说下,限流电路是用358接的比较器,来控制光耦来限流的.

解决满载热机后,电流不精确的问题似乎用温度补偿是理想而可靠的方法.而实际却发现电阻虽然2W的功率,温度却高到了76度,热敏电阻装在哪都不合适,电阻底下?走线是个问题至少我很难安排合适的地方了.那么飞线将热敏电阻固定在电阻上?似乎也只能在实验室这么干.而且老板是不会同意再搞另外的温度检测电路的.那样布线的复杂程度和板的面积都成问题.他只要简单的.本打算两只0.02欧姆电阻并联,结果厂家说有5W的,就给发了样品.来试试刚好.电路参数也不用改了.板子也不用重做了.

用了大功率的电阻,散热更快了.电阻的温度没那么高.至少没超过50度,手可以一直摸着只是热热的感觉,电流也达到了10A正负0.3A的精度.当然,这个精度不仅仅是电阻换大个的功劳了.也有在运放的性能有关,当用国产0.12一个的LM358的时候,精度在正负0.4A上下.换进口的,或者其他型号运放,则都能达到正负0.3A的输出控制精度.整个电源都完工了.经过了几十个小时的满载老化实验,先后又改进了几个地方:加大了次级整流二极管的散热片.加大到200克的铝型材.MOS换用26n60,导通电阻小到0.13欧姆,所以MOS的散热片也相应减小到了120克.整体升温在很理想,变压器温升最大50度,MOS温升40度左右,次级二极管温升在55度左右.

完成之后对比了相同功率的正激电源,感受深刻啊.反激电源也并非书上说的只适合200W以内的小功率.大功率也未尝不可.只是代价有点高了.不过以电路的简洁和可靠来看.反激还是有优势的.但因为初级电流比同等级的正激电源大了约30%.这也让MOS和其散热片的成本比正激高了很多. 再就是变压器了.同频率下,正激只用EE55就能达到相同的功率输出.可变压器比正激的简单.而且次级少用一只须流二极管,少一个次级的电感.这样成本就持平了.综合来说.布线,和线路板占用,零件个数,都比正激有优势.劣势就是变压器巨大,而且不易量产.因为要精确控制电感量,而且电感量非常小.只有102微亨.这会让变压器厂家听了就挂电话的.