单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC逆变器的设计

引言

目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC /AC变换器拓扑和软开关控制技术，但这些方法还不能真正走向实用。

谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。本文设计出了一种适用单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器电路。

单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路

1、主电路结构

图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2电感Lr1，Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，电感Lr1=Lr2，大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。

图1 主电路结构

图2 主电路主要工作波形

2、软开关的实现原理

以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续。

1)工作模式1(t0-t1时间段)

在这一时间段中S1及S3导通，S2及S4关闭，iLr1从电源ED的正极经过S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的负极并逐渐增大;同时电容CE1经过S3，Cr2，Lr2继续放电，放电电流iLr2继续上升，在t1时刻iLr2达到最大，即

iLr2(ωt1)=αIomsinωt1-(1-α2sin2ωt1)(1)

式中：α为调制比；Iom为负载电流最大值，Iom=ED/RL;ω=2πfc，fc为载波频率。

对应的等效电路拓扑见图3(a)。

2)工作模式2(t1-t2时间段)

在此时间段，功率管S1继续导通，iLr1继续增大。t1时刻S3关断，集电极电流i3从开关管S3转换到缓冲电容C3，为C3充电，C3上的电压从零开始上升，S3实现零电压关断;同时，存储在C4上的能量通过Cr2，Lr2，CE2回路放电，其等效电路拓扑如图3(b)。从图可看出，C3充电回路与 C4放电回路参数相同。因此，在t=t2时刻，vC3=ED，vC4=0。充放电时间t21为

t21=t2-t1=(2)

3)工作模式3(t2-t3时间段)

在t=t2时刻D4导通，为循环电流iL2的续流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的触发信号到来，S4实现零电压开通。其等效拓扑如图3(c)所示。

4)工作模式4(t3-t4时间段)

在t3时刻S4零电压开通。循环电流iL2继续通过D4续流，在t4时刻续流完毕。续流时间t41为

t41=t4-t1=-(3)

其等效电路拓扑如图3(d)。

5)工作模式5(t4-t5时间段)

t4时刻后，S4的集电极电流从零开始上升。电源ED为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3(d)。

(a) t0-t1

(b) t1-t2

(c) t2-t3

(d) t3-t4

图3 各种模式下的等效电路拓扑

在t5时刻，S1关断，缓冲电容C1的存在，S1实现零电压关断。t5时刻之后，电路进入开关周期的下半周期，其工作模式同上。

3、电路特性讨论

1)主电路中不需要任何电压/电流检测装置来实现开关管软开通。

2)由于开关管实现软开关，所以逆变器的输出电压波形不会因为死区时间td的存在而发生畸变。

3)不会因为同一桥臂的两个二极管的反向恢复电流而导致桥臂直通。

4)控制电路采用单极倍频电压控制信号，主电路在一个周期中各个时间段过渡时，仅有一个开关管的状态发生改变，这就降低了在产生一定的脉波数时开关的动作次数，或者说用同样的开关频率可以把输出电压中脉波数提高一倍，这对减小开关损耗，提高逆变器的工作效率都是有好处的。

5)在主电路的SPWM输出电压波形中，正向只有正电压脉冲，负向只有负电压脉冲，这对减小输出滤波参数，提高输出波形质量是有好处的。

由于单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器的超前桥臂控制信号与滞后桥臂的控制信号相差180°，所以超前臂的开关动作与滞后臂相对独立。这为各桥臂上的驱动信号相差120°的，三相逆变器电感换流调频软开关技术的进一步研究，打下了较好的基础。

主要参数设计

1、电感Lr1(Lr2)的设计

由2.3的分析知

≥td(4)

将式(1)代入式(4)并整理有

Lr2≤(1-α)(1+α-4fctd)(5)

3.2 电容Cr1(Cr2)的设计

由2.2的工作过程分析可知，在缓冲电容C3及C4充放电时间很短的情况下，图1等效拓扑如图4所示。

图4 等效电路拓扑

根据等效拓扑，有式(6)成立

di3/dt=(ED-vCr2)/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2(6)

进一步得到i3的最大值为

i3max=ED/4fcLr2(1+1/48fc2Lr2Cr2)(7)

由式(7)可知，为了尽可能最大限度向负载传输能量，集电极电流i3应尽可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小谐振阻抗太大，续流时间太长，将影响驱动信号，开关管的占空比将严重丢失，输出功率降低。为兼顾二者，在实际中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以

Cr2≥5/24fc2Lr2(8)

3.3 缓冲电容C1(C2，C3，C4)的设计

当缓冲电容C1太大时，充放电时间常数较长，若充放电时间大于死区时间td，将产生桥臂直通现象。为确保此现象不发生，所以缓冲电容取值不能太大。

由式(2)有

≤td(9)

当sinωt=1时iL2最小，式(9)的左边最大，将式(1)代入(9)有

C1≤td(10)

实验波形及结语

依据上述分析和参数设计，以图1为主电路进行了实验。具体线路参数为：开关频率f=12.5kHz，主功率管选用1MBH60D-100型号的 IGBT，调制比α=0.8，缓冲电容 C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。图5-图8为实验所得波形。

图5 S1(S2)的驱动波形和管压降波形

图6 S3(S4)的驱动波形和管压降波形

图7 单极倍频硬开关DC/AC逆变器的输出电压波形

图8 单极倍频软开关DC/AC逆变器的输出电压波形

图5及图6给出了主电路中开关管的管压降和驱动信号的波形(图中：1—驱动信号波形，2—开关管管压降波形)，图7给出了硬开关DC/AC变换器的输出电压波形，图8给出了软开关DC/AC变换器的输出电压波形。

由图5及图6可知在开关管的驱动信号到来之前，开关管两端的压降已为零，开关管实现了零电压开通；驱动信号关断后，开关管两端的电压还维持于零，开关管实现了零电压关断。

由图7及图8可知在未实现软开关时，主电路的输出电压波形质量较差，并且有较大的“毛刺”(开关管在进行开关动作时产生)，这些“毛刺”的存在将对电路自身和周围其它电路和用电器产生严重的电磁干扰(EMI)；在加入软开关电路后，输出电压波形质量有了很大改善，并且无任何“毛刺”，较好地抑制了电磁干扰(EMI)。