经验谈:反激匝数比设计及双路采样心得

反激变压器是在电子电源当中比较受欢迎的一种设计。很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计，目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散，本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理，将零散的知识进行整合，并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。

在本节当中，将介绍匝数比n、Dmax、UOR的设计技巧，其中包括选取原则和限制因素。

UOR、Dmax、n的设计方法

UOR的设置和输出电压有关

匝数比越大，漏感越大；高输出电压，匝数比较低，尖峰也会较小；

例如：5V输出，匝数比可以分别取15、20、25（也就是UOR不同），不同的匝比实际获得的漏感会大不相同，效率也会差别较大。

通用输入，普通反激变换，600V的MOS管作限制：

3.3V输出，UOR一般为60-75V，45V二极管；

5.0V输出，UOR一般取70-80V，45～60V二极管；

12V输出，UOR一般控制在80-120，100V二极管；

24V输出，UOR一般可以取到100V以上，具体看漏感控制的效果；

上面是综合考虑到各方面的因数后，折中的取值（经验值），根据使用的磁芯不同，参数会稍有变化。当然，5V输出也有很多人取100V左右，这是根据控制芯片及产品要求等而定，主要取决于实际情况，这里没有绝对答案。

UOR的设置和输入电压有关，

原因很简单，UOR决定了DMAX；

UOR（DMAX）计算的第一步，是确定输入电压，即如何准确确定HVDCmin。特别是CIN容量不足，或者是要求产品的工作温度非常低时，需特别注意。很容易理解，如果最小直流电压不准确的话，所有计算的结果几乎没有实际意义。

UOR的设置和磁芯漏感有关

匝数比越大，漏感越大，在低压输入及低成本设计时，需要非常小心。因为这两种情况下，MOS可能不会拥有太大的电压裕量可供调整。

低压输入时，要么是100VMOS，要么是200VMOS，一旦超出，很难弥补；低成本设计时，磁性元件（EE型磁芯）和半导体器件本来就烂，很难控制。

注：磁芯种类繁多，即使两种类型的磁芯输出功率可能一致，其表现出来的电气性能差别很大，特别是气隙和漏感的影响。不过采用合理的设计，可以在一定程度上削弱漏感尖峰电压。采用特殊的工艺，可以降低（气隙）边缘磁通对绕组的影响。

UOR的设置跟磁芯的结构也有关系

这一点在反激变换中尤其明显。如果磁芯无法选择（更改），尽可能确保初次级平铺一层。否则可能无法获得满意的气隙和漏感控制。磁芯种类繁多，并非所有种类的磁芯都适合所有规格输出。例如：

采用EE型磁芯，中心柱太短，如果初次级平铺一层，UOR可能不会太高；

采用EER型磁芯，中心柱太长，如果初次级平铺一层，UOR可能不会太低；

但这不是绝对的，因为初次级的漆包线可以采用多股绕制来确保平铺，不过有些情况即使采用多股线也无法满足要求。

UOR的设置跟磁芯损耗有关

UOR越高，磁感应强度越大，磁芯损耗会越大，在准谐振反激变压器设计中需特别注意，否则磁芯损耗非常大，也比较容易饱和（但在普通的DCM、CCM变压器设计中并不明显）。

UOR的设置跟MOS、次边二极管、电解电容有关

应该通过设置UOR及KRP来满足半导体元件的有效电流、峰值电流、耐压等，还有电解电容的纹波电流。因为设计常规的产品，功率半导体器件和输出电容几乎是“常量”。

UOR的设置和输出电流有关

如果输出电流很大，此时次级一般会控制在3-4T，显然原边也不会太高。否则过大的DMAX会给次级造成极大的电流应力，此时也需要将KRP跟UOR紧密联系起来。

UOR的确定跟气隙有关

一般把气隙控制在0.2-0.8mm（中心柱），以减小边缘磁通损耗，此时也需要将KRP跟UOR紧密联系起来。UOR也应该跟挡墙的宽度有关（初次级隔离电压），因为中心柱长度直接决定了单层NP的大小（IRMS可以算出来）。这很难理解，牵扯的变量太多了，可以一步一步去仔细分析、计算。如果自己绕变压器绕的比较多的话，应该很容易明白。

原边UOR的确定跟控制芯片有关

原因很简单，UOR决定了DMAX；即区分电压模式控制还是电流模式控制。

看了这么多，大家一定也有所感触，其实UOR的取值是一个综合的优化过程，这部分的内容就说到这里，下面额外讲一些关于双路采样的小心得。

双路采样心得

假设VO1=5V2A，VO2=12V0.5A，要求负载调整率尽可能的高；

一些建议：

负载调整率与NP无直接关系；尽可能采用长宽比高的磁芯，此类磁芯耦合较佳；NS较高调整率会相对较好（满足单层平铺的情况下，耦合良好的原因）；尽可能减小漏感（采用较大的LP、较小的气隙、初次级平铺、采用三明治绕法等等）；尽量采用CCM模式设计，因为CCM模式下，LS/LP比值相对更小；调整率与R1-6之间的比率密切相关，建议每一路偏置电阻均采用串联或者并联的方法实现；调整率与D1、D2的VF密切相关（应该也包括速度，如肖特基、快恢复之分）；

下偏置电阻计算

已知VREF=2.5V，假设R5=3K，R6=NC，总的偏置电流为：

I=2.5V/3K=0.833mA

注：R6用于微调输出电压，改变R6，则VO1、VO2会同步上升或者下降。

VO1上偏置电阻计算

已知VREF=2.5V，VO1=5V，总偏置电流等于0.833mA，则VO1的上偏置电流为：

0.833mA/2=0.417mA（反馈电流比例占50%）

Vo1的上偏置电阻为：

VO1-VREF/0.417mA=5V-2.5V/0.417mA=6K

设置R1=12K，R2=12K。

VO2上偏置电阻计算

已知VREF=2.5V，VO2=12V，总偏置电流等于0.833mA，则VO2的上偏置电流为：

0.833mA/2=0.417mA（反馈电流比例占50%）

Vo2的上偏置电阻为：

VO2-VREF/0.417mA=12V-2.5V/0.417mA=22.78K

设置R3=24K，R2=430-470K调整。

NS1匝数计算

已知VO1=5V，假设VF=0.5V，那么NS1两端的电压为5.5V；

假设NS1=5T，那么NS1每一匝的电压为：

5.5V/5T=1.1V

简易优化分析

当NS1=4T时，1.375V/T；

当NS1=5T时，1.100V/T；

当NS1=6T时，0.917V/T；

当NS1=7T时，0.786V/T；

从上述计算我们可以得知，NS值越大，每一匝的电压越低。这意味着V/T越低，电压计算值会越精确。最终选择NS1=7T，即变压器每一匝的电压为0.786V/T；

NS2匝数计算

已知VO2=12V，假设VF=0.5V，那么NS2两端的电压必须为：

12V+VF=12.5-12.8V之间

取NS2=16T，则0.786V*16T=12.576V，减去VF值，VO2=12V左右。

偏置电阻计算出来了，NS1、NS2的匝数也计算出来了。接下来要处理唯一不确定的因数-----------二极管的VF值。

需要注意的是，规格书提供的VF值，在此处往往并没有太多的参考价值，建议还是用实验的方法来选择。在满足电压、电流应力和封装的条件下，需要尽可能的多准备一些不同类型、品牌的二极管。这会存在N种不同的组合，例如5V输出，我们可以选45V、60V、100V的肖特基。12V输出，可以选用100V的肖特基或者超快恢复二极管，必要时，200V的HER303都是有可能的。在变压器设计良好的情况下，双路的负载调整率应该仅仅取决于二极管的VF值是否精确匹配。

千万不要随便改变采样电阻比率，以达到合适的电压精度，否则会越调越复杂。另外，变压器的匝数比计算和绕制工艺也非常关键。关于叠加绕组、非50%比率采样，建议查阅相关资料。

本篇文章对反激变压器的匝数设计进行了较为详细的介绍，并给出了双路采样的相关心得。在下一节当中，将为大家带来QR模式变压器设计，也就是临界模式的分析与计算。