方案分享 一种同步整流式DC-DC变换器的设计

作为一种比较常见的电源管理配件，工程师们平时所用到的DC-DC变换器种类繁多，不同的电源变换器在工作应用方面也有各自的长处。在今天的方案分享中，我们将会为工程师们分享一种同步整流式DC-DC变换器的设计，希望能够通过本文的介绍，对大家的新产品研发工作有所帮助。

在本次的方案分享中，我们所设计的电源变换器为正激、隔离式结构，其本身的输出功率为16.5W。这种电源变换器采用单片开关式稳压器DPA424R，其本身的直流输入电压范围是36～75V，输出电压为3.3V，输出电流为5A。这一电源转换器主要采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率η=87%。变换器具有完善的保护功能，包括过电压欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。

在本方案中，这种同步整流是DC-DC电源变换器的主电路图如下图图1所示。可以看出，在这一主电路系统中，由DPA424R构成的16.5W同步整流系统。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。

在这种同步整流式变换器的主电路结构中，我们可以看到，电阻R1在该电路系统中主要被用来设定欠电压值UUV及过电压值UOV，因此，当其取值为R1=619kΩ时，则欠电压值UUV=619kΩ×50μA+2.35V=33.3V，而过电压值UOV=619kΩ×135μA+2.5V=86.0V。当输入电压过高时，则R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。电阻R3为极限电流设定电阻，取R3=11.1kΩ时，所设定的漏极极限电流为1.5A。电路中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。

图1 16.5W同步整流式DC-DC变换器电路

在这种同步整流式的DC-DC变换器主电路结构中，我们采用漏-源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏-源电压UDS（max）=30V，最大栅-源电压UGS（max）=±20V，最大漏极电流为9A或7A，峰值漏极电流可达40A，最大功耗为2.5W或1.6W。SI4800的导通时间为13ns，延迟时间为6ns，上升时间tR=7ns，关断时间tOFF=34ns，跨导gFS=19S。工作温度范围是-55～+150℃。SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏-源极之间，能对MOSFET功率管起到保护作用。续流二极管的反向恢复时间为25ns。这里需要注意的一点是，功率MOSFET与双极型晶体管不同，它的栅极电容CGS较大，在导通之前首先要对CGS进行充电，仅当CGS上的电压超过栅-源开启电压时，则功率MOSFET才开始导通。对SI4800而言，UGS（th）≥0.8V。为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的UGS要比额定值高一些，而且等效栅极电容也比CGS高出许多倍。

在这种输出功率为16.5W的DC-DC电源变换器主电路系统中，SI4800的栅-源电压（UGS）与总栅极电荷（QG）的关系曲线如图2所示。由图2可知QG=QGS+QGD+QOD。在这一计算公式中，QGS为栅-源极电荷；QGD为栅-漏极电荷，亦称米勒电容上的电荷；QOD为米勒电容充满后的过充电荷。

图2 SI4800的UGS与QG的关系曲线

从图2所展示的关系曲线中我们可以看到，在这种同步整流式的电源变换器电路系统中，当UGS=5V时，则QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入公式中不难算出，总栅极电荷QG=11.8nC。等效栅极电容CEI等于总栅极电荷除以栅-源电压，即CEI=QG/UGS。将QG=11.8nC及UGS=5V代入上文公式中，可计算出等效栅极电容CEI=2.36nF。需要指出的一点是，等效栅极电容远大于实际的栅极电容，所以我们应该应按CEI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流IG（PK）。IG（P）等于总栅极电荷除以导通时间，该计算公式为IG=QG/tON。将QG=11.8nC，tON=13ns代入公式中，可计算出导通时所需IG（PK）=0.91A。

从图1所展示的同步整流式DC-DC变换器主电路系统中，我们可以看到，在该电路系统的运行过程中，同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V2的栅极负载。同步续流管V1直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD2截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD1和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。

从图1所展示的主电路系统结构中可以看到，这种输出功率为16.5W的同步整流式DC-DC变换器，在主电路系统运行的过程中其输出电压经过R10和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，并进而产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。在该电路系统中，R7、VD3和C3将会构成一个标准的软启动电路，能够避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。