4000W超高频感应加热电源方案分享之驱动电路

在昨天的文章中，我们为大家分享了一种4000W超高频感应加热电源的设计方案，并针对这一感应加热电源系统中的主电路设计情况，进行了简要分析和总结。在今天的方案分享中，我们将会继续就这一方案中的驱动电路设计情况，进行详细分析和介绍，下面就让我们一起来看看吧。

桥臂推挽脉冲变压器驱动电路

在超高频感应加热电源的方案设计中，驱动电路是非常关键的设计部分，它将会保证感应加热设备的主电路与控制电路的高低压隔离，同时进行功率放大。在1MHz的高频条件下保证脉冲的上升沿与下降沿的陡度，是本方案中驱动电路的技术核心。本方案中所设计的超高频感应加热设备的系统框图，如下图图1所示。

图1 超高频感应加热设备系统框图

通常来看，在一些高频、超高频感应加热设备中，其驱动电路的常规隔离措施是使用快速光耦，但快速光耦无法满足本方案中高频脉冲前后沿的陡峭要求，因此我们特别采用了传输速度快的脉冲变压器驱动。由于主电路采用V2MOS场效应管并联扩大容量，H桥逆变器共用16只管子，又要保证器件可靠开通、关断，因而采用了桥臂驱动方式，每一桥臂驱动电路如图2所示。

图2 超高频感应加热电源桥臂驱动电路

我们可以看到，在图2所展示的桥臂驱动电路系统中，死区形成电路所提供的反相、带死区的两路脉冲信号，将会首先经过T1、T2和T3、T4组成的互补推挽放大电路，然后控制T5、T6两只驱动场效应管轮流导通。在T5导通时则T6关断，+12V电源电压加在L1上，磁芯正向励磁。在L3上产生上正下负的开通电压，使T7导通。在L4上产生上负下正的电压使T8关断。在T5关断T6开通时情况相反，保证T7、T8反相工作。虽然V2MOS场效应管存储时间很短（纳秒级），但也必须使该关断的管子先关断，延迟超过存储时间，该导通的管子而后再导通，这样才能保证T7、T8没有同时导通的时间，不致于桥臂直通，使母线短路。整个过程中，T5、T6的漏源极电压波形如下图图3所示。

图3 T5、T6的漏源极电压波形

在我们所设计的这一4000W超高频感应加热电源的驱动电路系统中，当栅极加上正脉冲时，经T1、T2组成的互补推挽放大，将会提高带负载能力，并推动功率场效应管T5，保证T5快速导通，使+12V电压加在变压器原边绕组L1上，根据各绕组的同名端设置。此时T7栅极得到开通电压而T8栅极得到关断电压。当输入信号为低电平时，信号经由T1、T2互补推挽电路，使T5栅极迅速放电，此时T5将会关断。

由于在T5关断期间，T6一直处于导通状态，此时L2也就加上了+12V的电压。于是T5的漏极产生+24V的电压，所以T5、T6的漏极实际脉冲电压为+24V。变压器的漏感是不可避免的，尽管从工艺上做到使漏感最小，但由于频率较高、开关速度很快，即didt很大，则自身电势也很高。所以，它不仅有击穿T5、T6的危险，而且这一过冲电压对后级的场效应管T7、T8的栅极波形也会产生不利的影响，必须加以削弱或消除。

想要解决高频感应加热电源变压器驱动电路中的漏感问题，最直接也是最有效的方法，就是在漏源极加缓冲电路。根据本方案中4000W的功率，我们选择使用RC缓冲电路比较合适。在应用了RC缓冲电路之后，这一电路中的T5、T6的关断时刻漏感储存的能量将会由C1、C2吸收，从而使T5、T6漏源尖峰电压大大减小，一般将该尖峰电压吸收到额定电压的10%。电容吸收的能量在T5、T6导通时完全释放，为下一次吸收尖峰做好准备。R7、R8的作用是阻尼电阻。由于T7、T8有2nf左右的结电容，它们有可能与L3、L4的漏感产生寄生振荡，改变R7、R8的阻值，使T7、T8的栅极脉冲的上下沿处于临界阻尼状态。T7、T8的栅极驱动脉冲如图4所示。

图4 T7、T8的栅极驱动脉冲

在这一驱动电路系统的设计中，我们所选用的V2MOS功率场效应管的栅极耐压很低，其耐压值一般情况下是±20V，因此为了可靠保护场效应管栅极免遭过电压击穿，在每只功率场效应管的栅源极加上反串联的齐纳二极管1N4746。

以上就是本文针对一种4000W超高频感应加热电源方案中的驱动电路设计情况，所进行的简要分析和总结，在明天的文章中我们将会就这一方案的死区形成电路设计情况，进行简要分析，欢迎大家继续关注。