详解LLC谐振变换器中MOSFET失效模式（一）-电源网

1 摘要

提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势。为达到这个目标，需要提高开关频率，从而降低功率损耗、系统整体尺寸以及重量。对于当今的开关电源(SMPS)而言，具有高可靠性也是非常重要的。零电压开关(ZVS) 或零电流开关(ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术，可以大限度地降低开关损耗。ZVS拓扑允许工作在高频开关下，能够改善效率，能够降低应用的尺寸，还能够降低功率开关的应力，因此可以改善系统的可靠性。LLC 谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种主流拓扑。这种拓扑得到了广泛的应用，包括高端服务器、平板显示器电源的应用。但是，包含有LLC谐振半桥的ZVS桥式拓扑，需要一个带有反向快速恢复体二极管的MOSFET，才能获得更高的可靠性。

在功率变换市场中，尤其对于通信/服务器电源应用，不断提高功率密度和追求更高效率已经成为具挑战性的议题。对于功率密度的提高，普遍方法就是提高开关频率，以便降低无源器件的尺寸。零电压开关(ZVS)拓扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐。这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和噪声。在这些拓扑中，相移ZVS全桥拓扑在中、高功率应用中得到了广泛采用，因为借助功率MOSFET的等效输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS 状态下，无需额外附加辅助开关。然而，ZVS范围非常窄，续流电流消耗很高的循环能量。近来，出现了关于相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论。这种失效的主要原因是：在低反向电压下，MSOFET体二极管的反向恢复较慢。另一失效原因是：空载或轻载情况下，出现Cdv/dt直通。在LLC谐振变换器中的一个潜在失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通电流相关。即使功率MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、过载和输出短路的情况下发生。

2 LLC谐振半桥变换器

LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势：

■宽输出调节范围，窄开关频率范围

■即使空载情况下，可以保证ZVS

■利用所有的寄生元件，来获得ZVS

LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限。正是由于这些原因，LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电市场。LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示，其典型波形如图2所示。图1中，谐振电路包括电容Cr和两个与之串联的电感Lr和Lm。作为电感之一，电感Lm表示变压器的励磁电感，并且与谐振电感Lr和谐振电容Cr共同形成一个谐振点。重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串联。因此，谐振频率由负载情况决定。Lr 和Cr决定谐振频率fr1，Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2，随着负载的增加，谐振频率随之增加。谐振频率在由变压器和谐振电容Cr决定的大值和小值之间变动，如公式1、2所示。

3 LLC谐振变换器的失效模式

启动失效模式

图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关Q2的体二极管深度导通。因此流经开关 Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关 Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下，在体二极管反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形。

图5给出了可能出现潜在器件失效的工作模式。在t0~t1时段，谐振电感电流Ir变为正。由于MOSFET Q1处于导通状态，谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道。当Ir开始上升时，次级二极管D1导通。因此，式3给出了谐振电感电流Ir的上升斜率。因为启动时vc(t)和vo(t)为零，所有的输入电压都施加到谐振电感Lr的两端。这使得谐振电流剧增。

在t1~ t 2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生 ZVS条件。这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。由于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正常工作状况下大很多。导致了MOSFET Q2的P-N结上存储更多电荷。

在t2~t3时段，MOSFET Q2施加门极信号，在t0~t1时段剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道。由于二极管D1 依然导通，该时段内谐振电感的电压为：

该电压使得谐振电流ir(t)下降。然而，

很小，并不足以在这个时间段内使电流反向。在t3时刻，MOSFET Q2电流依然从源极流向漏极。另外，MOSFET Q2的体二极管不会恢复，因为漏源极之间没有反向电压。下式给出了谐振电感电流Ir的上升斜率：

在t3~t4时段，谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续流。尽管电流不大，但依然给MOSFET Q2的P-N结增加储存电荷。

在t4~t5时段，MOSFET Q1通道导通，流过非常大的直通电流，该电流由MOSFET Q2体二极管的反向恢复电流引起。这不是偶然的直通，因为高、低端MOSFET正常施加了门极信号；如同直通电流一样，它会影响到该开关电源。这会产生很大的反向恢复dv/dt，有时会击穿 MOSFET Q2。这样就会导致MOSFET失效，并且当采用的MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失效机理将会更加严重。

过载失效模式

图7给出了不同负载下LLC谐振变换器的直流增益特性曲线。根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域。谐振频率fr1的右侧（蓝框）表示ZVS区域，空载时小第二谐振频率fr2的左侧（红框）表示ZCS区域，fr1和fr2 之间的可能是ZVS或者ZCS，由负载状况决定。所以紫色的区域表示感性负载，粉色的区域表示容性负载。图 8给出了感性和容性负载下简化波形。当开关频率 fs

MOSFET在零电流处关断。在MOSFET开通前，电流流过另一个MOSFET的体二极管。当MOSFET开关开通，另一个MOSFET体二极管的反向恢复应力很大。由于大反向恢复电流尖峰不能够流过谐振电路，它将流过另一个MOSFET。这就会产生很大的开关损耗，并且电流和电压尖峰能够造成器件失效。因此，变换器需要避免工作在这个区域。

对于开关频率fs>fr1，谐振电路的输入阻抗为感性。 MOSFET电流在开通后为负，关断前为正。MOSFET开关在零电压处开通。因此，不会出现米勒效应从而使开通损耗小化。MOSFET的输入电容不会因米勒效应而增加。而且体二极管的反向恢复电流是正弦波形的一部分，并且当开关电流为正时，会成为开关电流的一部分。因此，通常ZVS优于ZCS，因为它可以消除由反向恢复电流、结电容放电引起的主要的开关损耗和应力。

图9给出了过载情况下工作点移动轨迹。变换器正常工作在ZVS区域，但过载时，工作点移动到ZCS区域，并且串联谐振变换器特性成为主导。过载情况下，开关电流增加，ZVS消失，Lm被反射负载RLOAD完全短路。这种情况通常会导致变换器工作在ZCS区域。ZCS（谐振点以下）严重的缺点是：开通时为硬开关，从而导致二极管反向恢复应力。此外，还会增加开通损耗，产生噪声或EMI。