涨知识啦！有源钳位正激变换器的理论分析方法

微分方程的解为：

   为变换器输出电流折算到变压器原边的值，并且忽略了输出电感的电流纹波。

   显而易见，主开关零电压开通的必要条件是：

   (Im(max)－Io＊)≥CdsωVin（21）

   实际上，上述条件即是，变压器励磁电感储存的电流除支持负载电流外，剩余能量能使电容Cds1上电压谐振到零。Vds1从Vin谐振到零所需时间tb为：

所以，主开关管零电压导通所需总的导通延迟时间td为：

 实际上，谐振频率ω远大于开关频率fs，即K远大于1，故式（23）可简化为：

3．3  应用磁饱和电感实现软开关工作的条件

当辅助开关Sa断开后，由于磁饱和电感Ls瞬间相当于开路，因此变压器励磁电流可完全用来对Cds2和Cds1充放电。[t4～t5]、[t5～t0′]期间，等效电路同图4。显然，令式（21）和（24）中Io＊或Io为零，即可得到主开关管零电压导通的能量条件和时间条件，Im(max)≥CdsωVin，即：

死区延迟时间，意味着PWM变换器有效占空比的损失。为了尽量减小有效占空比的损失，则K必须加大。另一方面，变换器开关频率fs愈高，则为保持相同的有效占空比，K至少应保持不变，即谐振频率ω应与开关频率fs成比例增加。图6给出了软开关所需要的死区时间td和最大励磁电流Im(max)与K的关系曲线。从图中明显看出，采用加大励磁电流的方法实现零电压软开关和采用磁饱和电感器比较，要求的K较大，因而有较大的励磁电流损耗；另外，从式（15）看出，开关频率愈高，电流峰值也愈高，变压器的铜耗和开关管的导通损耗也愈大。因此，软开关有源钳位正激变换器工作频率不宜太高。

图6  软开关所需延迟时间td和最大励磁电流Im(max)与系数K的关系曲线

3．4  优化设计方法

对一给定技术指标的DC/DC变换器，其具体参数为：输入电压范围Vin(min)～Vin(max)，输出电压Vo，输出功率Po，开关频率fs。设计步骤如下：

   1）根据输出功率Po、开关频率fs选定变压器磁芯材料，得到相应的磁芯截面积Ae，饱和磁密Bs，窗口面积Aw等。设定最大交变磁密ΔB。

   2）确定最大电压应力VDS及降额系数K1。

   3）据式（27）、（28）求出变压器匝比n和最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm。

   4）求出变压器初次级匝数N1，N2。

   5）求出开关管电压应力Vds，选定主开关S和辅助开关Sa的额定电压及确定谐振电容Cds1和Cds2。

   6）设定死区延迟时间td，针对不同的软开关实现方法，分别从式（21）、（24）或（25）、（26）求出所需的系数K。

   7）根据式（14）和（12）求出谐振频率ω及变压器初级励磁电感量Lm。

4  设计实例和实验结果

   应用上述设计方法，设计1台用于通讯设备的AC/DC变换器电源。具体技术指标为：

   输入电压Vi    AC 140V～280V

   输出电压Vo    DC 12V

   输出功率Po    150W

   功率因数λ         >0.95

   效率η                 >0.80

采用常规的Boost变换器进行功率因数校正，满足功率因数大于0.95的指标要求，且得到DC 440V的直流电压。考虑到电源保持时间要求，设定有源钳位DC/DC变换器输入电压工作范围为DC 330～450V，开关频率为100kHz，即Ts=10μs，Vinmax=450V，Vinmin=330V，Vinnorm=440V。为提高效率，有源钳位DC/DC变换器采用了同步整流技术，设计结果如下：

   1）选择磁芯材料为TDK，PC40，EER40，Ae=1.49cm2，Bs=450mT，取ΔB=300mT。

   2）设定开关管最大电压应力为900V，降额系数K1为0.9。

   3）求出变压器匝比n，最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm考虑整流管压降和输出电感损耗，取Vo为13V，据式（27）、（28）求出：n≤15，取n=13.3。则：Dmax=0.524，Dmin=0.384，Dnorm=0.393。

   4）据式（29）、（30）求出变压器初次级匝数N1，N2分别为40匝和3匝。

   5）据式（3），求出当占空比为0.384时，开关管承受最大的电压应力731V。S和Sa可选900V之功率场效应管。等效漏源并联电容Cds1为330pF，Cds2为200pF，所以Cds为530pF。

   6）设定死区时间td为350ns，采用磁饱和电感方法实现软开关。则据式（26）求出K为15.4。

   7）据式（14）和（12）求出谐振频率ω为1.54MHz，变压器励磁电感Lm为800μH。

   图7（a）、7（b）、7（c）给出了实测的主开关管工作电压、电流波形。图7（a）显示主开关管工作在硬开关状态。图7（b）和图7（c）分别是采用增加励磁电流方法和应用磁饱和电感器方法实现零电压软开关的电压电流波形，后者明显地降低了励磁电流和开关管电流的峰值。实测波形与理论分析完全一致。图8、9显示出了实测的效率曲线。从图9中看出，当变换器开关频率增加时，变压器励磁电流损耗和开关管通态损耗所占比重增加，变换器效率降低了。实验结果验证了理论分析。

（a）硬开关工作模式主开关电压、电流波形

（b）软开关工作模式主开关电压、电流波形  （c）软开关工作模式主开关电压、电流波形

图7  实测主开关管工作电压电流波形

图8  效率与DC/DC变换器输出功率Po的关系

图9  效率与DC/DC变换器开关频率fs的关系

5  结语

有源钳位正激拓扑非常适合中小功率的DC/DC变换器电源设计。零电压软开关条件是变压器励磁电感和谐振电容的谐振频率必须足够大，并且有足够的励磁电流储能。其代价是变压器励磁电流损耗和功率开关管通态损耗加大，并随工作频率提高而加剧。因此该变换器拓扑工作频率受到限制。采用磁饱和电感可以改善电流应力过大的缺点。本文给出了有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法。一台应用于通讯设备，宽范围输入电压的150W电源被设计出来，实验结果证实了理论分析。