AC-DC多重模式控制器的应用

作者 : 夏志男 系统电源设计主任工程师

邹明璋 博士, 系统研发部门

随着社会的不断进步与科学的不断发展，我们赖以生存的地球环境恶化，世界各国都在采取积极有效的措施改善环境，减少污染。人们关心的「节能」不再只是个热门口号，而是透过什么样的手段，才能在现实生活应用中得到真正的节约能源的效益，同时又能达到环保的目的。电源设计工程师总是在不断追求减小设备体积，效率优化设计，以期最大限度地降低设备成本。其中，提高系统效率是作为开关电源电路设计中，最重要的一环。

开关电源中的反激式变换器（Flyback converter），最常用工作模式是不连续导通模式(DCM)与连续导通模式(CCM)。当初级开关管导通前，初级绕组还存在能量，不完全传递到次级，这种情况就叫连续导通模式。若初级绕组能量完全传递到次级，则为不连续导通模式。准谐振(QR)是DCM的一种，不同的地方是在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。市面上AC-DC PWM反激式控制器LD5523可应用于连续或非连续导通模式（CCM和DCM），同时该芯片具有专利的线性预测时序控制技术的准谐振(QR)。其特点是在输入低电压及重载时可以进入连续导通模式(CCM)减少导通损失( Conduction Loss ); 反之，于输入高电压和轻载时工作在准谐振不连续导通模式(DCM)减少切换损失(Switching Loss)。

如何透过电源管理IC, 将上述CCM & QR多重模式控制模式一起结合呢?!

目前一般业界的技术以反馈输入脚（COMP）电压来决定何时进人连续模式(CCM)，此侦测方式最大缺点，一则是在于输出轻载、重载互相切换；二则是反馈输入脚（COMP）上的电压纹波，都会使得反馈输入脚（COMP）电压游走在临界点，造成系统不稳定，一会工作在不连续导通模式(DCM)一会进连续导通模式(CCM)，此时工作频率将会据列变化而产生振荡，引发的噪音(Acoustic Noise)及输出电压纹波(Ripple Voltage)问题，图一所示。

而上述所显示之缺点，LD5523多重模式控制模式的专利技术，可改善其问题，细节说明如下：

LD5523是以伏秒平衡(Volt-seconds balance)之原理(图二所示)，在变压器的储能、放能为一定的比例原则下，当输出的负载逐渐加重，则变压器储能时间将增加，放能时间也随之增加，(图三)在放能结束之后，IC会侦测QRD区间之下甩的波谷电压，并将初级开关管再打开，若在此区间未侦测到下甩的波谷电压，也会在固定时间内再开启开关管，此时则进入连续导通模式(CCM)。

透过此方式可以准确的进行波谷切换(Valleys Switching)，又能避免工作频率振荡(图五所示)，可有效解决噪音(Acoustic Noise)、输出电压纹波(Ripple Voltage)问题。

这颗PWM控制IC为SOT-26封装，虽是小型化封装，其保护功能相当齐全，包含UVP、OVP、输入Bulk OVP、BNI、BNO、OTP、OCP…等，笔者将以下列系统电路图做成电路板进行测试及分析。

FB Pin3：包含QR侦测、BNI、BNO、OVP、UVP等功能。

1.         QR 侦测 : QRD Trip Level=20uA (IQRD) ，VQRD Trip Level=20uA × R1

图七当变压器辅助绕组电压Va< VQRD Trip Level时初级开关管将开启。

2.         BNI/BNO（当开关电源无BNI/BNO功能时，开关电源可能会在较低输入电压就工作，此时占空比较大，输入Bulk电容容量不足造成系统不稳定）

BNI : Brown In Trip Level=95uA  (IBNI)

BNO : Brown Out Trip Level=85uA  (IBNO)

(NP:变压器初级绕组圈数、NA: 变压器辅助绕组圈数)

实例验证：Demo Board 36W, Vout=12V, Iout=3A

变压器圈比NP:NA:NS=60:6:6 , R1=120KΩ，R2=33.2KΩ

                   计算值BNI=114Vdc=80.6Vac , 实测值=82Vac

             计算值BNO=102Vdc=72Vac , 实测值=78Vac

即输入电压在≧82Vac时系统启动，输出正常工作。当系统正常工作时，如果输入电压≦78Vac时系统关闭，有效地避免了系统进入较低电压时工作风险。

3.         Bulk OVP  Bulk Cap OVP Trip Level=380uA (IBulk_OVP)

某些国家或偏远山区电网电压不稳定，当输入电压过高时，叠加在功率开关管上的应力电压越高，加入Bulk OVP 有效避免了开关管损坏。为了防止雷击时误触此保护也加了延迟时间。

4.         OVP : OVP Trip Voltage Level=3.5V (VFB_OVP)

FB_OVP较为准确，不会因轻载、重载而有太大的误差，因为侦测为变压器辅组绕组(Va)的平台电压而它直接反应输出电压(Vo)。

(Va_OVP:辅助保护电压点、VO_OVP:输出保护电压点、NS:变压器次级绕组圈数、VF:次级二极管导通电压)

实例验证：45W, Vout=20V, Iout=2.25A

变压器圈比NP:NA:NS=57:7:8 , R1=136KΩ, R2=27.4KΩ

计算值 OVP=23.15V，

CS Pin4：包含OLP、OTP、SDSP、CS Short等功能。

1.         OLP : VCS_LIMIT=0.5V

  (IPEAK(MAX):初级开关管导通最大峰值电流)

以下为电流补偿功能，通过FB侦测在初级开关管开启时间变压器辅助绕组(Va)之电压(图七)，此区间电压反应Bulk cap电位，进而得知此时输入之电位高低，而给予不同的补偿量(图九)，使得高、低压保护点能趋近一致。

(IOCP:补偿电流、K:补偿参数、IFB:用来侦高低压之电流、VCS:RCS之电压、VRCS:ROCP之电压)

实例验证：45W, Vout=20V, Iout=2.25A

2.        OTP : VCS_LIMIT=0.5V，此保护透过CS Pin侦测初级开关管关闭时变压器辅助绕组(Va)的电位在NTC、ROCP之分压，不与OLP冲突。

(Va:变压器辅组绕组电压、VF:辅助二极管导通电压)

3.         SDSP(Second Diode Short Protection次级二极管短路保护) : VCS>1.3V

当次级二极管短路时，VCS Peak将快速上升，在前沿消隐(LEB)时间之后大于1.3V / 4次，即触发此保护。

实例验证：

4.         CS Short : VCS<0.15V

在RCS短路时由于电阻值变为0Ω，VCS上升的斜率不变，但上升幅度将变小，透过此原理在特定的时间内若VCS未大于0.15V，将即触发此保护，此项为LPS (Limited Power Source)需求。

VCC Pin5：包含Holding Mode、OSCP、OVP等功能。

1.     Holding Mode : VCC UVLO OFF+2.1V

在输出由满载切换至空载时，输出电压过冲（Overshoot），此时IC反馈输入 COMP电压下降且小于节能模式(Burst Mode)之电位，此时IC 输出暂停且Vcc电压下降，为了防止Vcc电低于UVLO OFF导致关机，在Vcc=UVLO OFF +2.1V 时强行打一次脉波以稳住Vcc电压。

实例验证：

2.     OSCP(Output Short Circuit Protection 输出短路保护) : VCC<9.6V & 反馈输入电压COMP >2.8V/13mS                            

在输出端短路时，Vcc电压随之下降，IC 反馈输入COMP电压上升，当电压上升至2.8V且维持13mS，此保护即被触发。

3.     OVP : Vcc OVP Level>28V

自从有FB OVP之后，此保护已鲜少使用，原因为保护不够准确，在轻、重载时有很大差异，故此保护仅能作为IC的最后一道防线。

结论

此篇文章探讨如何克服一般业界在多重模式下工作的技术瓶颈，解决噪音(Acoustic Noise)及输出电压纹波(Ripple Voltage)之问题，同时在系统安全方面拥有完整的保护功能，能够在异常发生时实时的保护系统。透过以上的测试与说明，提供电源设计者一些经验分享，彼此互相交流。如需进一步的讨论，欢迎提出来与笔者一起讨论。