【我是工程师】换个方式做变压器复位

        做电源的都知道，磁复位电路在开关电源磁性元件中是不可或缺的组成部分。一但出现复位不良结果就比较难过，轻则带不起负载，重则放鞭炮。

在巨响和浓烟中最怕见到老板的脸了，弄不好就得走人。。。。

        扯远了，下面就是常见的单端正激电源功率变压器的主绕组和它的复位电路：

图中T1A是主绕组，励磁电流和功率传递电流都要流过它，因而绕组用的线也比较大；T1B是复位绕组，用于开关管关闭期间复位变压器，由于各绕组间耦合不可能做得很好，变压器还是有漏磁通存在，有必要在开关管上加上RCD吸收

上面的单端正激电路，为了更好地实现磁复位，一般要求T1A和T1B绕组匝数相等，耦合得比较好；在220V市电输入的电路中，由于开关管的性价比问题，超过1000V的管子会很贵没有竞争优势，还会要求占空比小于0.5，这种情况下理论上开关管两端的电压不超过2倍市电峰值电压。

       设整流后E1电容两端的电压为VE1，开关管开通时间为Ton，关断时间为Toff,关断后主绕组上的复位电压为Vor。按照复位要求，则有公式

                                   VE1*Ton=Vor*Toff                                            

为了可靠复位，往往我们会要求Vor*Toff＞VE1*Ton.

哈哈哈，更新内容啦

加了个社区经典:http://www.dianyuan.com/bbs/classic/

       图中的单端正激电路,开关管导通时,由于D2的堵塞作用T1B绕组中无电流通过,开关管关断时,T1B绕组两端极性改变,D2导通,变压器励磁电流向电容E1充电,变压器反向磁化,完成磁复位过程.

       理论上这电路损耗也不大,但实际测量中发现D2和它的吸收回路都很热.而且磁复位这部分能量也是再次充入电源高压电容E1中,并没有作用于输出负载上,做的是无用功.如此多周期反复,损耗是在所难免,因为电容存在等效电阻,充电电流还会使电容E1温度上升.

       试想一下,如果励磁电流能在复位过程中向输出端释放,我们做的电源是不是可以提升一点效率呢?答案是肯定的!

       只要我们能够保证Vor*Toff＞VE1*Ton，变压器就能复位。参考反激电源的复位电压VOR产生的方法，假如在变压器变压器的副边增加一个绕组，这个绕组匝数对应于原边绕组匝数的比例原边：副边＝N（以下称匝比）,当“输出电压*匝比N耦合到原边的电压（反射电压）”符合我们要求的复位电压时，变压器就能很好地复位。设输出电压为Vout,为了计算简单先忽略二极管正向电压降(实际应用电压低于20V就不能忽略，因为0.5-1V的管压降占总输出电压的比例超过了5%），以上 Vor*Toff＞VE1*Ton 公式可以改为

                            Vout*N*Toff＞VE1*Ton

只要满足这个公式，变压器就能复位。

目前的复位绕组在原边，现在改到副边去？

等待更新

根据我的设想,用NCP1252A的IC设计了一个电源,原理图如下:

图中参数仅供参考,高压来自前级PFC输出,因PFC不涉及主题内容,PFC部分原理图就不上了.

把变压器部分的图放大并标注极性:

NS1:副边主输出绕组;

NS2:副边嵌位绕组,也是副边辅助输出绕组;

AUX:原边辅助供电绕组,给IC供电用的.

理论再好,还得实物上验证,要不然就是空话啦!

完成的PCB,上面放了两个变压器封装,两个PFC电感以适应多个功率应用.

好像没什么人关注

是太简单了还是大家太忙?

今天抽点时间算一下变压器,不管怎么样,我还是得做完这东东啊.

这是NCP1252 IC的资料,一般情况下做正激我们都选用最大占空比为50%的NCP1252A,频率按规格书中给定的100K计算,外接振荡电阻选取43K.

NCP1252

这个IC属于电流型,自带软启动,用起来外围电路也比2845简单,省事不少

一般PFC级输出的电压在380-400V之间,为了达到输出保持时间的要求,我们可以设定PFC电压掉到某一个给定的值时,IC工作于最大占空比;

NCP1252A这个设置可以由2脚的外围元件(R5,R6,R7)设定,按图上标示的值,这个电压点在290V附近,假设此时最大占空比为49%(因为IC限制占空比小于50%了).

下面是变压器设计过程:

    设计输出电压为12V;

    最大占空比 Dmax=0.49,对应的输入电压为290V;

   输出功率200-250W,按经验选ER3542卧式磁芯及配套骨架,磁芯AE:107mm2,AL=2770;

  开关频率100Khz,MOS最大导通时间4.9uS,关闭时间5.1uS;

  肖特基整流,整流管正向压降VF选取0.65V;

  磁芯稳定工作时磁摆幅应该保证磁芯不饱和,一般选取0.25T.

步骤1、

            线路损耗假设为0.2V,那么A到GND端要求的最小输出电压为:

           VA=(Vo+VF+0.2)/Dmax

               =(12+0.65+0.2)/0.49

               =26.22(V)

步骤2、

          计算出变压器匝比

在最大占空比时的输入电压为290V，此时最小输出电压已经由上式算出，所以匝比＝电压比

匝比N＝290/26.22

        ＝11.06

供电带稳压措施，电流也比较小，可以按每匝电压多少V选取一个合适的值，此处忽略... ...

步骤3、

          按NP＝Vinmin*Ton/(Bm*AE)计算出原边匝数，由磁芯AL值计算出原边的电感量；

            式中单位

                        NP：匝数；

                        Vinmin：最低输入电压，单位伏特V；

                        Ton:MOS导通时间，单位微秒uS;

                         Bm:磁芯工作时磁摆幅，单位特斯拉T;

                         AE:磁芯有效截面积，单位平方毫米mm2;

得到           

                  NP＝290*4.9/（0.25*107）

                      ＝53.12

                      匝数取整数，结果为53匝；

磁芯AL值上面已经给出，值为2770，所以原边电感量L＝2770*53*53（nH)

                                                                 约等于7.78mH;

步骤四、

          由匝比N计算出副边主绕组匝数NS1

           NS1＝NP/N

                ＝53/11.06

                ＝4.79

              取整数，结果为5匝；

由副边匝数可以推出每匝伏数为

     26.22V/5匝＝5.244V/匝，看了 IC规格书，我选择供电在12V以上18V以下，供电绕组绕3匝就行。

如果是做双管正激，匝数设计到这里就能用，线径还得往下看如果复位要放到副边，得加点菜。

如果做原边绕组复位的那种，还要增加一个和NP绕组同样匝数的复位绕组，匝数设计也结束啦。

可是，我要做的是复位绕组放到副边的方式，还要继续才能完成设计。

步骤五、

      由伏秒关系

           Vout*N*Toff＞VE1*Ton

     计算出原边匝数和复位绕组匝数的变比Nf；

      实际上复位绕组两端电压要比输出电压高一个二极管压降0.65V，将上面公式调整变换一下，得到 

             Nf＞Vin*Ton/[(Vout+0.65)*Toff]

               ＞290*4.9/[(12+0.65)*5.1]

               ＞22.03

得到匝比，按匝比计算出复位绕组匝数    NS2＝NP/Nf

                                                            =53/22.03

                                                            =2.4（匝）

      因为要求匝比大于22.03，所以只能取整数为2匝！