【我是工程师第三季】隔离型Boost电路

一种实现方法是采用隔离型号Sepic电路，比如下面的两种电路

                                      图1-1 隔离型Sepic电路 

Sepic这种电路存在那些缺点呢？

Buck-Boost拓扑的隔离型是反激，直流增益公式都是Uo=D/(1-D)*n*Uin。（非隔离时n=1）

Boost拓扑的直流增益公式为Uo=1/(1-D)*Uin。

图1-1(b) 电容C26的这种接法使电磁隔离变为了电容隔离，如果Vout就是最终输出端那么要采用安规电容了。

在效率上Sepic电路不及Boost电路，隔离的Sepic效率也不会比隔离的Boost电路高。

Sepic电路是靠电容传递能量的，目前的电容性能还及变压器。

在环路控制上Sepic电路要比Boost电路难，不过PFC应用对环路要求不高，可能问题不大。

隔离型Sepic电路要处理变压器的漏感问题，隔离型Boost电路可能没有漏感问题。

······

这种隔离型Boost电路的原理图如下：

                        图1-2  电流型推挽变换器

常见的推挽电路电感在次级属电压型推挽电路，图1-2的电路是电压型推挽的对偶电路既电流型推挽电路。电压型推挽电路的占空比是0-50%，根据对偶性电流型推挽的占空比是50%-100%。

可能有人会觉的用两颗MOS管增加成本，这种隔离型的Boost电路要么选两颗MOS管要么选一颗MOS管加一个电容其它的好像没办法实现了。用两颗MOS管来分担一颗MOS管的功率成本上不一定会增加，变压器同理。

对这个隔离Boost电路进行DC/DC仿真，结果如下（匝比n=1）

                           图1-3 直流增益曲线

图1-3的仿真结果可以推出这种隔离型Boost电路的直流增益为Uo=0.5/(1-D)*n*Uin（n=Np/Nc）。当匝比n=1时这种隔离Boost的增益曲线是非隔离的1/2。

这种电路采用固定周期的PWM控制比较容易实现，只要两个MOS管交错导通就可以。在PFC应用中最理想的是采用PFM-PWM变频控制。对于不停变化的周期，如何控制两路信号的占空比、如何控制两路信号的交错时间是个需要解决的问题。不知道是否有专用芯片，可以先试着设计一个电路让普通的单通道PFM-PWM信号转换为交错的双通道信号输出。

这个隔离Boost电路可由Boost+Buck演变而来，见下图

                                        图1-4  Boost+Buck及隔离Boost电路

在两级电路(a)中，左边的电感、MOS开关和二极管构成Boost电路，右边的电路是一个占空比为50%的“正激”电路实现“理想变压器”的功能。

图(b)是把图(a)的两级合二为一，从图中看占空比信号也被合二为一变成了两路占空比始终大于50%的信号。

图(b)的这种隔离Boost电路存在两个问题，一个是漏感的问题一个是磁偏的问题。图(a)的电路如果在初级的Boost电路后面加一个小电容（变压器采用双线并绕）就可以实现漏感的无损吸收，而图(b)的电路却并不那么容易，所以要达到高的性能这种电路还需再改进一下。

如果把图1-4(b)中的一个MOS管换成二极管则初级变成了熟悉的带复位绕组正激结构

                  图1-5 初级为“绕组复位正激”电路

原设想初级采用双线并绕漏感不是问题，实际情况由于输入多了一个PFC电感，漏感能量无法回到Uin中（电路中一般不允许两个电感直接串联）在MOS管会产生很大的电压应力。如果加RCD吸收那么这个电路就一点优势都没有还不如采用两级结构的性能高，这种电路估计只能等到将来有一天出现了无漏感变压器后才能得到很好的应用。

  在两级电路中带变压器隔离的一般都是放在后级，比如PFC+正激，比如图1-4(a)，如果把两级互换位置既隔离的在前PFC电路在后，这样输入级就不存在电感而变压器的漏感能量可以回到Uin中去。

  其实变换之后电路并没什么优势，由于MOS开关管分列变压器两侧也没办法合二为一，不过如果把整流桥融入到变换后的电路中是否可以提升电路的性能？电路见下图。

                      图1-6  整流、变压一体电路

图1-6的电路按正负半周可分解为两部分，

                                                图1-7 正负半周等效图

如图1-7，当输入电压为正半周时上边的两颗MOS管一直导通，省略掉MOS管后得到图(a)的等效结果。当输入电压为负半周时下边的两颗MOS管一直导通，省略掉MOS管后得到图(b)的等效结果。图(a)和图(b)是完全相同的两个电路。

图1-7中的电路转换成比较熟悉的等效电路画法如下：

                                图1-8 全桥电路

图1-6的整流、变压一体电路相当于是由上面的两个全桥电路串联构成的。

图1-8的这种全桥电路通常是采用定频的PWM模式控制，仿真的时候发现如果采用变频控制会得到非常不错的软开关特性——从轻载到满载全程软开关。某些特性同LLC电路很像，不过电流波形是锯齿波，不仅零电压开还零电压关比LLC更软。

电路中的波形情况如下：

                                       图2-1-1 全桥软开关运行波形

关断时的局部放大波形如下：

                                       图2-1-2 零电压关断波形

全桥软开关是利用MOS管的寄生电容与漏感的准谐振来实现软开关，与LLC相似之处是零电压开启，输出电流为漏感电流减去励磁电感电流，都是变频控制。不同之处是LLC电路的谐振电感串在电路中励磁电感可以发挥作用电路中有两个谐振频率，波形为正弦波。

图2-1-1显示这种电路是零电压开启的（开启前电流反向）关断时也接近零电压关断见图2-1-2。这种电路的最大优点是全程软开关，无论输入电压、输出负载如何变化能始终保持软开关，最大的缺点是重载低频轻载时高频应当是属于串联准谐振软开关类。

如果在输出侧加一个滤波电感（正统的全桥电路）则可以把电路中的三角波变为梯形波，从而降低峰值损耗。

                                        图2-1-3 “准谐振”梯形波

图2-1-3和图2-1-1是相同的输出电压、功率，实际电路中前者的效率要更高一些。

BUCK-BOOST 我感觉只是BOOST的升级类型 不能定义为一个像BUCK或者BOOST这样特点鲜明的拓补

比如 现在有个BOOST电路 输入12V 输出24V 当我把输出的负极不与输入共地 而去连接输入的正极 就变成一个BUCK-BOOST了  因为BOOST升压到24V 而与前面的12V叠加了12V  所以输出还是12V

当然它需要一个定义 只是真的定义了它 然后生成很多专业术语 而我们又单独把它拿出来当成一个全新的东西去分析 不便于初学者快速的领悟

有人说Boost电路是Buck电路演变而来的，那么最终拓扑就只有一种了。而实际应用中的电路基本上都可由这三种电路演化而来，所以不一定要去探究他们的本源是那种电路，所谓“三生万物”。

Boost特点是可以实现输入电流连续，Buck-Boost特点是输入、输出都不连续，Buck特点是可以实现输出连续，这三个电路的特点都很分明。

电路还是全桥电路只是改变了控制方式（变频控制）就可实现全程软开关，变频全桥的直流特性曲线如下：

                                 图2-2-1 变频全桥的DC特性

这个同LLC电路的的ZVS区域1比较接近，见下图

                                图2-2-2 LLC的DC特性

LLC电路的ZVS区不是零关断有关断损耗，变频全桥是零关断效率应当要比LLC电路高。同LLC电路一样，变频全桥不适合宽输入 、宽负载变化的应用场合，否则会产生极宽的频率变化范围。

理想中的软开关应当是全程软开关、如硬开关一般易于控制、频率变化范围要小，不过目前为止还未见过能达到上述要求的软开关。

全谐振太软不可控，准谐振软硬结合不过不能全程软开关（否则会产生较大的应力），上面提到的变频全桥软开关（属串联谐振）频率变化的范围太宽。

要实现理想软开关有一种方法是采用可变谐振电感或谐振电容（电可控），不同的工况可调节相应的谐振参数以实现最佳工作状态。

不知道市面上是否有适合的电控可变电感和可变电容，现有的条件有源钳位软开关属可变电容类型不过只能实现一个容值可变，可变电感可采用饱和电感方案，见下图

                                                  图2-3 饱和电感软开关

如上图2-3轻载时三个电感串联，谐振频率低、开关频率低有益于降低轻载损耗，中载时电流大于0.2A，2mH的电感饱和电路中电感量变为800uH+100uH，重载时800uH电感饱和电路中的感量变为100uH。现在的饱和电感效率好像还比较低，这个方案或许要等到将来才能实现。

目前最可行的方案是采用多路并联的方式，比如将相对比较简单的QR模式反激分为三路并联，一路负责轻载、二路负责中载、三路负责重载。

满载时3路都工作不会产生冗余增加成本，轻载时只让一路工作（一路感量较大）因采用小功率MOS管所以可降低驱动损耗提高轻载效率，又因电路分为三部分所以可以使电路始终工作在第一谷底导通状态而不产生过宽的频率变化范围。电路如下：

                        图2-4 三路并联QR反激电路

下面的是两路并联QR反激电路从轻载到满载的波形：

                                 图2-5 两路并联QR反激轻载到满载变化波形

功率与频率的关系表如下：

                              表2-5-1 功率与两路开关频率的关系表

通过两路并联组合上述QR模式软开关的频率范围在宽负载条件下可控制在22KHz-94KHz之间。如果并联的路数多则频率变化范围更小。

图2-5 波形展开如下：

                                      图2-6 双路QR轻载到满载波形展开图

双路QR从满载到轻载的波形如下：

                                            图2-7 双路QR满载到轻载波形

这种多路并联软开关的控制电路并不复杂至少比NCP1380芯片要简单，前面提到要降低频率变化范围需增加并联路数（并联的每一路参数不同），无限多路并联并不现实，有一种方法可采用二进制数字模式来实现数字组合式软开关电路。上面的双路并联QR反激也是两位数字组合式软开关电路，共有三种组合模式，如果采用三路并联则可实现七种组合模式，这样就可以用数字组合来替换频率变化。

言归正传接下来继续去寻找一种理想的隔离型Boost电路，首先分析隔离型的Buck电路（正激）和隔离型的Buck-Boost电路（反激）的实现过程。

                                              图3-1 非隔离到隔离电路的演化

如图3-1所示，正激和反激电路都相当于把非隔离的Buck、Buck-Boost电路的开关管换成了隔离变压器结构（图中虚线方框），隔离型Boost电路是否可以也按照这种方式演化？

遗憾的是Boost电路并不能像前两种电路那样去演化，主要是受结构所限Boost电路中储能电容的能量不能通过隔离变压器传递到次级，多增加一个开关可以解决这个问题，见下图。

                                         图3-2 有源钳位隔离Boost电路

图3-2(b)增加一个开关管后（也可看做二极管换成同步整流管）储能电容中的能量就可以通过隔离变压器传递到次级负载上，图(c)跟图(b)完全等效所以换个角度储能电容就变成了钳位电容，之前图1-2隔离Boost电路的漏感问题就可以解决了。

为解决漏感而增加钳位电路后这种电路相对于二级结构就没有什么优势了，所以要换个思路来解决。

新的思路是保留开关管不变而是在后面的电路上做文章，比较典型的是Boost-FLYback电路，见下图

                       图3-3 Boost-FLYback电路

这个电路分解开来就是一个Boost电路+一个FLYback电路，二者共用一个MOS开关管。电路的缺点是多了一个二极管D1，漏感的问题依然存在还需增加吸收电路（如RCD）。

理想的隔离型Boost电路应当是效率高、元件少、控制简单，这种理想中的拓扑貌似诞生了。