互补脉冲式有源钳位反激原理与设计

那我们接着来分析分析，互补式有源钳位反激的设计。

一、母线电容选择

在离线应用中，输入大容量电容器 (CBULK) 的大小应满足最小输入交流线路电压 (VIN(MIN)) 和输入大容量电容器的最小电压 (VBULK(MIN))。 由于转换模式操作，VBULK(MIN) 选择太低会导致 VIN(MIN) 处的 RMS 电流较高并影响满载效率，而 VBULK(MIN) 太高会增大大容量电容器的体积。 该等式没有考虑线路中断的保持时间要求。

二、变压器计算

2.1 原副边匝比

NPS 影响初级和次级开关之间的额定电压以及变压器磁芯和绕组损耗之间的平衡的设计权衡，详细解释如下：

1、最大 NPS (NPS(MAX)) 受 QL 的最大降额漏源电压 (VDS_QL(MAX)) 的限制。 在下面的表达式中，∆VCLAMP 是高于反射输出电压的电压。 它可以是重载下 CCLAMP 的纹波电压，也可以是轻空载模式下 QH 被禁用时泄漏能量对 CCLAMP 的电压过充电。 VO 是输出电压，VF 是次级整流器的正向压降。

2、最小 NPS (NPS(MIN)) 受限于次级整流器的最大降额漏源电压 (VDS_SR(MAX))。 在 NPS(MIN) 的表达式中，ΔVSPIKE 应考虑任何高于 VBULK(MAX)/NPS 的额外电压尖峰，这种情况发生在 QH 处于活动状态并在重载条件下以非零电流关闭时。

3、由于高频变压器通常是磁芯损耗限制设计而不是饱和限制设计，因此 VBULK(MAX) 处的最小占空比 (DMIN) 更为重要。 较低的 DMIN 会增加 VBULK(MAX) 处的磁芯损耗，因此该约束对 NPS(MIN) 产生了另一个限制。

4、变压器初级和次级之间的绕组损耗分布是最终考虑的因素。 随着 NPS 增加，初级 RMS 电流减小，而次级 RMS 电流增加。

2.2 原边励磁电感

选择 NPS 后，可以根据 VBULK(MIN) 下的最小开关频率 (fSW(MIN))、最大占空比 (DMAX) 和标称满载电流下的输出功率 (PO(FL)) 估算 LM。 KRES 表示等待开关节点电压从反射输出电压过渡到零的占空比损耗。 KRES 的 5% 到 6% 用作初始估计值。 最小开关频率 (fSW(MIN)) 的选择必须考虑对满载效率和 EMI 滤波器设计的影响。

2.3 原边匝数

变压器初级侧的匝数 (NP) 由两个设计考虑因素决定：

1、在最高峰值磁化电流 (IM+(MAX)) 条件下，磁芯几何形状的给定横截面积 (AE)，以及 最高核心温度。 当 IFB = 0 A 时，例如 VO 软启动或升压负载瞬态，峰值励磁电流达到 IM+(MAX)，因为在这些条件下 原边电流峰值VCST = VCST(MAX)。 IM+(MAX) 可以根据触发过功率 OPP 故障的输出功率 (PO(OPP)) 计算得出，其中 VCST = VCST(OPP1) 在 VBULK(MIN)。 选择NP后，可以通过NPS计算NS。

2、交流磁通密度 (ΔB) 会影响变压器的磁芯损耗。 对于过渡模式有源钳位反激，高压线的磁芯损耗通常最高，因为在给定负载条件下，开关频率最高，占空比最小。 以下等式是 ΔB 计算，包括负磁化电流 (IM-) 的贡献，用于代入 Steinmetz 方程以获得更准确的磁芯损耗估计。 对于 VBULK ≥ NPS(VO+VF)，IM- 是用 VBULK 除以 LM 的特征阻抗和集总时间相关开关节点电容 (CSW) 来计算的。 fSW 的表达式是基于磁化电流的三角近似推导出来的，它还考虑了宽交流线路条件下的 IM 效应。

2.4 副边匝数

NS 和 NP 被调整为最接近的合适整数。 使用新的 NPS，重新计算初级磁化电感 (LM) 以更新参数更改。

2.5 绕组和磁芯材质

不仅通过使用LM和NP设计的AC通量密度（ΔB）的控制，变压器的核心损耗也可以显着降低磁芯材料。对于工作在 200 kHz 至 400 kHz 开关频率（满载条件下）的转换器，Ferroxcube 的 3F36 和 TDK 的 N49 等磁芯材料在该频率范围内表现出低磁芯损耗密度。 建议初级和次级绕组都使用利兹线，以减少变压器绕组的邻近效应和趋肤效应引起的交流绕组损耗。

喝口水，未完待续~

接着来，

2.6 钳位电容计算

有源钳位反激 (ACF) 转换器有两种谐振方法，初级谐振和次级谐振，它们会影响钳位电容器 (CCLAMP) 的设计指南。 对于输出时π型滤波器，如果 CO1 作为电容较大的输出端储能电容，CO2 作为高频去耦电容，变压器（LK）的漏感在磁化电感退磁期间主要与 CCLAMP 谐振（ LM）。 这种配置称为初级谐振 ACF 转换器。 另一方面，如果CO2在输出端作为储能电容，且电容较大，且CO1远小于CCLAMP反射到次级侧的等效电容（CCLAMP/NPS2），则LK主要与CO1谐振。

对于初级谐振 ACF，需要考虑 QH 的导通损耗和关断开关损耗之间的设计权衡。较高的 CCLAMP 导致流经变压器绕组和开关器件的 RMS 电流较小，因此可以降低传导损耗。然而，更高的 CCLAMP 设计会导致 QH 在钳位电流返回到 0 A 之前关断。非零电流开关 (ZCS) 的条件会增加 QH 的关断开关损耗。如果 QH 的关断速度不够快，则会加剧这种情况。因此，CCLAMP 需要根据损失属性进行微调。如果 LK 和 CCLAMP 之间的谐振设计为在 QH 关断时完成，则钳位电流应在谐振周期的四分之三左右达到接近 0 A。以下等式可用于设计 CCLAMP，以在 VBULK(MIN) 和满载时获得 ZCS。此设计导致 VBULK(MAX) 处的非 ZCS 条件，因为 VBULK(MAX) 处的开关频率在转换模式操作中更高。建议使用低 ESR 钳位电容器以最小化传导损耗。如果使用陶瓷电容作为低 ESR 电容，还需要考虑 DC 偏置对电容降低的影响。

对于二次谐振 ACF，CO1 用于调整与 LK 的谐振时间以满足 ZCS 条件，因此大的 CCLAMP 不会损害 ZCS。 此外，在低边开关（QL)，小CO1同时被负载电流部分放电。 在 QL 关闭并开始谐振后，放电的 CO1 使初始谐振电压低于 CCLAMP 两端的反射钳位电容电压，这迫使更多的磁化电流输送到输出，因此传导损耗降低，流经 QH 的 RMS 电流减少，并且 初级绕组。

2.7 Cclamp放电电阻计算

RBLEED 用于在 1.5 秒故障延迟恢复时间 (tFDR) 期间将钳位电容器电压放电至残余电压 (VRESIDUAL)。 转换器从故障模式恢复后，较低的 VRESIDUAL 会降低流经开关器件各自安全工作区域内的最大电流应力 (ISHORT(MAX))，即使输出电压短路也是如此。 VRESIDUAL 可由目标 ISHORT(MAX) 乘以漏电感 (LK) 和钳位电容器 (CCLAMP) 之间的特性阻抗来确定。 ISHORT(MAX) 基于 QH 的降额最大脉冲电流或反射到初级侧的输出整流器电流，以较低者为准。 本设计指南适用于初级和次级谐振 ACF 转换器。 RBLEED 值过低会导致 CCLAMP 过放电，并引入过多的连续功率损耗，从而影响待机功率。

2.8 输出滤波器计算

有源钳位反激 (ACF) 转换器的大容量输出电容器，初级谐振 ACF 的 CO1 或次级谐振 ACF 的 CO2，通常取决于从空载到满载转换的瞬态响应要求。 对于负载升压瞬态为 ΔIO 的目标输出电压下冲 (ΔVO)，最小大容量输出电容 (CO(MIN)) 可表示为

其中 tRESP 是从应用 ΔIO 到 IFB 降至 1 μA 以下的时间延迟。

输出滤波电感 (LO) 是次级谐振 ACF 的重要组件，不仅可以过滤 CO1 上的大开关电压纹波，还可以消除 CO2 对谐振周期的影响。 LO 阻抗、CO2 的 ESR (RCo2) 和最小开关频率 (fSW(MIN)) 下的 CO2 阻抗之和必须远高于相同频率下的 CO1 阻抗，以迫使大部分开关谐振电流流过 CO1。

降低 CO1 (RCo1) 上的 ESR 的一个好处是有助于降低输出电压上的开关纹波。另一个好处是降低二次谐振 ACF 转换器的 CO1 传导损耗。然而，问题是 LO 和 CO1 之间的阻尼减弱了。如果没有适当的阻尼，LO 和 CO1 之间的低频谐振纹波幅度会增大输出纹波，影响环路稳定性，并影响同步整流器（QSEC）的运行。次级谐振 ACF 转换器是最脆弱的，因为低电容的 CO1 会显着削弱阻尼。为了解决这个问题，发现由 LDAMP 和 RDAMP 组成的串联阻尼网络是一种非常有效的将影响最小化的方法。然而，过强的阻尼设计会导致明显的传导损耗增加和满载效率下降。因此，建议 LDAMP 和 RDAMP 应高于理论强阻尼值，如下式所示。尽管阻尼网络是一个附加组件，但其物理尺寸或占位面积比 LO 小得多，这不仅是因为它的值小，而且还因为小尺寸片式电感的选择范围很广，其绕组电阻可以是免费的 RDAMP。对于具有初级 GaN FET 和聚合物型 CO2 的 45W 二次谐振 ACF 设计，当 0.68-µH 片式电感器与 1-µH 输出滤波电感器并联时，在 90-V 交流输入时满载效率仅下降 0.15%，在 230-V 交流输入时的效率差异可以忽略不计。

  反激有源钳位很难把主MOS做到ZVS吧，

主MOS关断器件，谐振电流很难做到反向抽走Coss电荷，做到ZVS开通

可以的