在调试做一个反激辅助电源时测得VDS电压波形，发现波形有2处震荡，很是好奇，来一起学习分析一下。
1）关断瞬间VDS电压震荡
2）关断阶段Lp存储能量释放时VDS电压震荡
反激变换器工作原理简图：
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。本处应用是做辅助源，工作电流较小，因此反激处于DCM模式。
MOS 管关断时漏极电压波形示意如下：
当MOS关断时，初级电流Id在短时间内为MOS的Coss（即Cgd+Cds）充电，当Coss两端的电压VDS超过输入电压及反射的输出电压之和Vin+nVo（二极管D开通时变压器副边线圈电压反射回原边线圈的电压）时，次级二极管导通，初级电感Lp两端的电压被钳位至nVo，因此初级总漏感Lk（Lkp+n*Lks）和Coss之间发生谐振。
在MOS关断阶段，二极管D正偏开通，Lp之前存储的能量释放到负载端，此时副边线圈电压被钳位等于输出电压Vo,经匝比为n的变压器耦合回原边，初级电感Lp两端的电压被钳位至nVo。当Lp续流放电结束后，二极管D反偏截止，Lp和Coss发生谐振。
反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
下图为PI Inno 产品的原理图，IC内部内置了功率开关MOS。
反激变换器设计中，常用上图所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）
由二极管D1、电阻R3、R1和电容C7组成的低成本RCD箝位可在U1内的 开关关断的一瞬间立即对U1的峰值漏极电压进行箝位控制。箝位有助于 耗散存储在变压器T1的漏感中的能量。
RClamp 由下式决定，其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级
漏感，以实测为准：
CClamp 由下式决定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比较合理的：
输出功率比较小（20W 以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，
则需要使用快恢复二极管。
MOS选型应考虑降额使用，对于PI内置MOS产品，应实际量测VDS波形，查阅手册留足安全裕量。
