非隔离型DC-DC变换器的布线
电源技术>>电源技术>>非隔离型DC-DC变换器的布线
优化布线的第一个规则是隔离变换器.DC-DC变换器是一个较强的电磁场干扰源.通常其EMI频谱范围自开关频率延伸至100MHZ以上.为了减小电容性耦合和磁场环路耦合,必须将变换器远离其它电路、尤其是小信号模拟电路.隔离开变换器并不总是一件容易的事,有一些电路板的输入电压在变换器的一侧,输出电压分配到变换器的另一侧.例如,VME板卡或电信电路板有着电流高达20A的、非常复杂的走线,它们用一个单连接器引入输入电压,并将几个输出电压分配到背板上,最有效的办法是将DC-DC变换器放置在紧靠连接器的位置以减小阻性电压跌落,然而这个区域密布着接口驱动器、背板总线等等,具有相应的耦合噪声.如果在电路板上添加一个电源连接器,则需要额外的电路板面积和成本.
铜线上的电阻是最受制约的因素,对于给定长度和厚度的铜线,它的电阻是:
式中:L是铜线的长度,单位为米;S是铜线的面积,单位是平方米; ( 为材料的电阻率,铜的电阻率是 1.7X10-8 (/M@20(C, 或2.1X10-8 (/M@70(C.例如:20(C 时,0.5CM宽和35(M厚的铜线其电阻是1M(/CM.这个值对于大多数情况或许是可以忽略的,但当在两个连接器和背板之间分配电压为2.5V、电流达10A的电源时,这个参数就不得不引起注意.
某些电路板上,铜线的厚度中包含了一层铅锡合金.这一层的等效电阻大约是铜的两倍.
铅的电阻率 = 2.07X10-7 (/M
锡的电阻率= 1.14X10-7 (/M
综合考虑精度和线路损耗,变换器需远离连接器.在靠近连接器处对VOUT 进行远程采样可以有效地限制阻性跌落,不过要注意容性耦合.为了将大电流限定在指定区域内,应将所有的电源线都接在连接器的一个端点上.
MOSFET驱动器
随着开关频率的提高开关时间也变得越来越短- - -对于开关频率为500KHZ的变换器,开关时间典型值为10NS .在此频率下,即使用最短的引线也会产生较大的阻抗,为保证MOSFET驱动电路的合理布线,需认真分析变换器的原理框图.
图1所示是用于笔记本电脑供电的同步整流、降压型控制器,来自储能电容(C6和C7)的能量驱动MOSFET的栅极,通过几欧姆的阻抗至输出端.注意:高边N-沟道 MOSFET(Q1)的栅极驱动为浮空状态,N沟道的驱动器工作过程与电荷泵一样.仔细考察MOSFET导通时图1的电流通道,不难发现:任何等效串联电感都将对系统造成危害.有些情况下峰值电流较高仅仅会加重开关损耗,而有些情况下,由于交叉串扰(功率开关同时导通)会导致两个MOSFET被击穿.因此在下列元件之间理想的走线应该短而宽:C6 和VDD 、C6 和Q2(S)、C7 和 BST、C7 和 LX、Q1(G) 和 DH、Q2(G) 和 DL、Q1(S) 和 LX、Q2(S) 和 PGND.注意1CM 布线的分布电感约为10NH .
C6给Q1和Q2供电,但不在同一个回路上.对于Q1它充当滤波电容,对Q2则是储能电容.因为C6不可能同时紧邻高边和低边驱动器安装,所以将它布放在紧靠VDD和PGND的位置(峰值电流由此流过),同时也靠近C7.MAX1710的PGND、DL和VDD引脚紧靠在一起并非偶然,C6靠近Q2安装目的在于减小在PGND、C6(-)和Q2(S)之间的地线长度.将此地线在靠近PGND引脚处单点连至地平面.为了防止共模阻抗耦合,LX 应连接到Q1,PGND/C6(-)连接到Q2的源极.当DI/DT较大时,每个过孔将增加数十NH的电感,应尽可能限制过孔的数量,因此,最好将所有的功率元件放置在元件层,即使是SMD器件.
在具体应用中,选用的控制器常常裕量过大.例如,用一个10A控制器产生3A的输出.而考虑成本的原因,又常常选用最小裕量的MOSFET,于是片内驱动器驱动能力过量,导致栅极驱动过强.过量或过快的栅极驱动会产生较大的开关噪声和RF干扰,而较小或低速的栅极驱动将导致较大的MOSFET和二极管的开关损耗.折中的方法是尽可能限制波形的摆率以减小EMI,并同时维持可接受的转换效率指标.
功率级的布线
开关型转换器中一些节点处的DI/DT较高,还有些节点处的DV/DT较高,为减小它们的影响需尽量降低电路中的寄生电感.我们以一个升压变换器为例,所得结论可以推广到降压变换器.图2描绘了电路中寄生电感所导致的问题:MOSFET断开- - -此时电感电流已经被MOSFET短路过.二极管的反向电容被快速充电,在二极管正极的节点处具有较高的DV/DT.MOSFET导通时,串联电感(LFT + LFD + LFC)增大了放电时间,因此也增加了MOSFET的开关损耗,同时这些电感还会产生噪声.
峰值电流受晶体管限制,晶体管的工作方式类似于电流源,对一个2A的MOSFET,峰值电流可能达到10A,这个变化的电流通过电感时将产生正比于电流变化量的电压:
整个瞬态变化过程相当于一个尖峰发生器,因此通过减小导线长度、在MOSFET、二极管和COUT周期采用短且宽的导线来减小杂散电感是非常必要的,另外,通过控制栅极驱动波形的斜率也可以达到减低噪声的目的.为了限制阻性电压跌落和过孔数目,功率级的SMD元件必须布置在电路板的元件面,功率导线的引线也在元件层.如果可能的话,功率地也在同一层布线.为消除辐射区域,注意减小功率电流回路的区域.
当必须将电源线布在其它层面时,应选择从电感或滤波电容引出的导线(比如, 降压变换器的COUT或降压变换器的CIN).流过这些导线的电流近乎连续的,不会产生噪声而只有阻性跌落.如果此线分布在元件层的下一层,产生的杂散电感会比较小.为避免共模阻抗耦合,应将PGND、功率地和通用地平面分割开.
电容器和其它元件:
高容量、低ESR的电容器很昂贵,合理的布线会保持它们应有的性能,将输出噪声从150MV降到50MV.纹波直接和电感量、电容的ESR和开关频率等因素相关,但是高频噪声(尖峰)取决于寄生分量和开关行为.根据开关频率,我们能够推测出尖峰频率的频谱从1MHZ到10MHZ.
对于电感元件,由开关动作造成的变化的电流(DI/DT)流过LP1导致控制器VCC过冲,计算如下:
当L = 10NH, (I = 1A, (T = 50NS时, (V = 0.2V
需注意割离功率引线、合理布置PGND.另外需注意避免将其它连线穿过功率回路,用于分配输入电压的引线应当连接到输入电容与控制器的VCC连线之前.输出电压的引线应在高频输出电容的连接点之后.
非隔离型DC-DC变换器的布线
