T5荧光灯自从面世以来,以其高光效,小尺寸而得到了越来越多的青睐.但是,与T8灯管不同的是,T5灯管因其工作电压相对较高,保护要求相对苛刻,而必须要配合电子式镇流器工作.为此,英飞凌公司推出了智能荧光灯电子镇流器控制器.这是一款将PFC和镇流器控制二合一的控制芯片.其出色的数字控制功能,完善的T5灯管保护特性,紧凑的尺寸,给T5灯电子镇流器的设计带来了极大的便利.尤其要特别指出的是,此款控制器可以用最少的器件数目和成本来同时驱动4个灯管,并且每一个灯管都具有寿命终了保护(EOL)、灯管移除保护、整流状态保护、容性状态保护、恒定点灯电压等T5灯管所要求的保护模式.
在此芯片的Datahseet和应用手册中已经给出了此芯片的工作原理与T5 54W单灯管的一般设计过程.本文将着重讨论此芯片在4灯管设计过程中的特点和要点.以T5 14W 4灯管镇流器为例,以下是用智能控制器实现的设计过程.
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图1 T5 14W 4灯管电子镇流器电路原理图
图1就是T5 14W 4灯管电路的原理图.此电路包含了两个部分,芯片左边是PFC功率因素校正部分,右边是半桥驱动灯管部分.灯管连接采用两灯管串联,两路并联的方式,从而可以实现每个灯管进入异常状态时,都会被对应的引脚检测到.T5灯管的预热采用带有辅助绕组的电压型预热方式,从而4个灯管都可以被充分地预热.设计时,首先需要定义镇流器的工作规格参数(见表1).
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表1 镇流器工作参数
PFC电路设计
此芯片PFC控制部分工作原理与传统临界导通(Critical CM)PFC控制芯片并无很大的不同.只是在负载减小到一定程度后,会进入稳定的电流断续模式(DCM)状态.何时进入DCM模式由内部数字PI滤波器的输出而定.开关工作在零电压开通模式,其工作频率随输入电压而变化.PFC级最关键的设计在于电感,其电感量可由以下3个公式中的最小值来确定.
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轻载进入DCM时:
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其中PFC效率ηPFC估计为0.95,TON_MAX为IC内部固定,为23.5μs.计算可得L1=1.07mH.考虑到电感需要传递65W左右的功率,所以选择EPCOS的N87材质.根据峰值电流可以选择E25.4/10/7大小的磁芯.线圈匝数选为103匝.
半桥谐振回路设计
带有可编程预热和启动过程的控制器,其典型的工作过程如图2所示.只需R21到R23这三个电阻就可以分别设定预热时间,预热频率和工作频率.R31~R33和R41~R43可以做灯管移除检测,灯管过压和灯管整流状态保护.R36和R46是灯管下灯丝检测和保护.C18和C19构成了下管MOSFET的分压电路,可以用来检测半桥谐振回路是否进入到了容性模式.
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图2 从启动到最后正常工作的典型过程
谐振参数的确定
半桥电路中的Q2、Q3、T1、C20和灯一起组成了LCR谐振网络.谐振网络入端电压有效值为:
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考虑到灯管为串联状态,此时LCR谐振网络的阻尼主要是两个灯管串联后的阻抗.所以稳态工作时谐振网络增益满足下式:
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是稳态工作的角频率.除LT1和C20外,其余皆为已知项.初选C20=2.7nF,则由上式可得LT1=3.68mH.
谐振电感的选取与设计
对于谐振电感磁芯的准确选取,难点在于其工作电流的计算.其实对于此谐振回路来说,流过电感的电流可以分为两个阶段.在灯管点亮前此电路是属于LC谐振,因为回路阻尼很小,谐振电流和电压都非常高.点灯后由于灯电阻的引入,就变成了LCR谐振,电感谐振电流相对下降了.以下就来分别计算其谐振电流值.
点灯状态时,调节R24和R25就可以调节最大谐振电流,也就是最高点灯电压.假设我们定义灯管的最高点灯电压峰值VIGN_pk为700V,则点灯频率
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在此点灯频率下,谐振电感的电流峰值IT1_IGN_pk可以从下式得出:
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这个值也是电感T1在所有正常工作状态下的电流峰值.
同时我们也可以计算灯在正常工作时的电感电流有效值.假设LC自然谐振频率
引入中间变量γ=fRUN/fo ,则此谐振网络的品质因素为:
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电感在正常工作时的电流有效值IL2_RMS可以按照Q值来计算:
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得到了电感电流峰值和有效值后,通过AP法就可以得到磁芯的大概尺寸了.
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其中ΔBT1_max是磁芯的最高工作磁通密度,由于是双向工作,可以选择2×260=520mT.DT1是绕组的电流密度,可以选择3*106A/m2.KT1是电感窗口利用系数,可以选择0.3.这样计算后的结果是1.16*10-9m4.按照AP=Ae*Aw,找到EPCOS N87材质的E25.4/10/7可以满足此AP值.绕组圈数N1=109匝.图1中的T2与T1是完全一样的.
相移角的影响
与此同时,Q值和γ值还会影响到谐振回路的电流形状.图3给出了半桥MOSFET电流与电压的开关波形.
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图3 谐振半桥MOSFET电流与电压波形
在ZVS工作状态下,电流会滞后于电压一定的角度θ.此相移角关系到电路的诸多方面.相移角大的话可以确保工作在ZVS状态,但是电流峰值相对会变大,影响效率.相移角小可能会导致ZVS工作状态丢失.因为在小相移角情况下,在半桥死区时间段内,反向谐振电流太小,可能不足以使MOSFET体二极管触发导通.MOSFET开通时的电流尖峰就由此产生.一般根据灯电流的不同,θ值可选择在30o到60o之间,并且可以随灯电流的增大而减小.调节C20和LT1的比例可以调节此角度.
此设计中,谐振电流相对于电压的相移角为:
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这个值可以确保电路工作在感性状态,所以就无需修正C20和LT1的取值了.
电压预热辅助电路的设计
对于电压型预热电路来说,先前文献较少提及其设计过程.其实当理解了其工作原理之后,设计就变得简单了.图1中T1、L21、C21和上管灯丝构成了一组电压型辅助预热电路,N2是谐振电感T1的副边,并且按照N=N1:N2的关系耦合到了电感上的电压.在预热阶段,半桥谐振电路以预热频率工作,电感上感应的电压被耦合到了预热电路上,用来加热灯丝.一般选择L21和C21的自然谐振频率等于预热频率,所以灯丝上的电压就是N2上的电压.点灯后,正常工作频率会远低于预热频率,此时L21和C21呈现高阻抗,从而截断了灯丝的预热电流.所以假设预热时灯管电压VPH要求在70V,则预热频率fPH为:
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ωPH=2πfPH,照此预热频率,可以选择C21=22nF,则电感L21
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在预热状态下,流过灯丝的电流IF就完全由匝比N来决定了.假设灯丝阻抗为RF,则
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灯丝阻抗是一个变值,对于T5 14W的灯来说,冷态阻抗在10欧姆左右,加热后会升到40欧姆以上.由此公式,可以画出灯丝电流随匝比N和电阻RF变化而变化的曲线,见图4.
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图4 灯丝电流随灯丝电阻变化和匝比N变化的曲线
从T5 14W灯管的规格中可以了解,灯丝的预热能量E需要满足下式:
其中Q是把灯丝加热到适当温度的初始能量,在这里是0.9J;P是为了在预热时间t内维持此温度,所需要的灯丝功率,这里是0.75W左右.根据热态与冷态灯丝阻抗Rh/Rc要在4~6之间的规定,预热时的灯丝电阻可以选为冷态的4倍,对于T5 14W灯而言也就是40Ω.从图4中可知,选择N=40,在40Ω时的预热电流是0.14A左右,可以满足预热要求.由此T1副边绕组N2可以定为3匝.
在电路中C24和C34是作为辅助启动电容,来确定灯管启动顺序和降低启动电压的.由于电容电压不能突变,所以与其并联的上灯管会后于下灯管而点亮.其容值必须要远小于谐振电容C20和C30,以免影响谐振工作点.在这里我们选择1600V,330pF的薄膜电容.
这样,我们就确定了此T5 14W 4灯管电压型预热镇流器的主要参数.其余参数的设计可由芯片数据手册中的参考设计来得到,此处不再赘述.
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