5V,0.75A(LNK604)带负载能力不够

time-efficient and cost-efficient is our aim of my company!How can i do for this case?

第一次，图怎么传？

终于把图传上去了，呵呵

好搓。。。沙发不留下

目前正在考虑中，lz更想知道，带负载能力不够，应该从那几个方面去考虑？

where are  the supporters of PI or XXX men?

加RCD或者TVS试一下

建议使用反馈环路，用假负载的话效率有点难

A，在不增加假负载的情况下，输出电压会偏高，目前为14V左右；但是如果加了假负载的情况下，30MW(SPEC)空载功耗又不能达到；

假负载一定要加，否则空载的能量消耗不掉，电压就会上升。空载功耗，需要调节辅助绕组供电。

C.漏感尖峰有点大，但现在无RCD电路，请问多大功率需要加RCD ？漏感尖峰过大对带载能力有影响吗？三明治绕法和PI的E-shield 相比 ，孰优孰劣？

3.5W 的设计PI建议加RCD吸收；尖峰对带载没影响。小功能不需要三明治结构。

B,目前带载能力为650MA，如果再继续加载就会超出regulation， 其中反馈分压电阻（同比例增大）已经调试N次，感量取多取少也调了很多次，但结果都不很明显，只能达到650ma,

LNK604做不到750mA，这个没有遇到过。感量计算不需要这么大，2.2mH就可以。

谢谢谢工的详细分析和热情帮助，不过作为初学者的我仍然有一些疑问想在这里一一请教，先把我的计算过程贴出来；

5V0.75A FlybackTransformer Design；（PSR）

Input voltage:85-264V;average efficiency:70%; max duty:0.45; fs=66K;

1.     副邊峰值電流

Ipks=2IoT/Td=2*2*0.75=3.00A()

Note:因为PSR 要工作在DCM下，所以有（1-D)T>Td 又IC的最大DUTY在满载下约为0.5，所以T/Td等于或大于2，,令T/Td为定值2，根据Ipks=2IoT/Td这个关系 ，则可实现CC输出特性。

2.     計算原副匝比

N＝VinD/[Vo(Td/T)]=100*0.45/[（5 +0.5）*0.5]=45/2.75=14.872=15

3.     原邊峰值電流

Ipk=Ipks/N(1+5%)=3/15=0.21A

Note:考虑能量在变压器传送中会有5%左右的损失。

4.     原邊繞組電感

Lm=VinD/(IpkF)=100*0.45/(0.21*66K)=3.247mH   

根据又一公式：

Lm=(Vin*D)^2/(2PinF)=0.7 (100*0.45)^2/[(2*3.75)66K]=2.864mH

取Lm=3mH;

这里有疑问了，两个公式的计算结果为什么有这么大的差别，难道是5%的折算仍然小于实际值？   还有就是 计算结果数值比较大，这与您提供的感量参考值，或与PIeXPERT的值（也是2.2MH左右）相差大，请问您在计算感量时，还考虑什么方面，或者PI软件是怎么来计算这个值的？

5.     變壓器各繞組

假设EE13 CORE; PC 40 材质Bm=2.8T;Ae=17.10mm^2,

Np=LI/(AeB)=131T

Ns=Np/N=8.7＝9T

重新算一下N’=14.5

Nbias=VbiasNs/Vo=7*9/5=12.6=13T

Nfeed=VfeedNs/Vo=5*9/6=8T

6.MOS和二极管耐壓值

Vm=1.15(Vinmax+NVo)=1.15*457.899=528.167V<650V

未考虑CLAMP电压范围，RCD CLAMP可以使其在可控范围内

二極管反壓值

Vd=1.15(Vinmax/N+Vo)=1.15*30.886=35.519V 

Id,rms=Ipks <1.285A

lnk604做不到750MA，是指抵到内部I-limit 值 了吗？但datasheet 所提供的3.5W(adapter),4,1W(openfram),谢工，就是这一点，MY boss 认为是设计不良，不会换605的。。。。。

我该怎么办。。。。。

现在问题是电源的功率出不来，需要解决这个问题，你的boss才不会找你麻烦。

做adapter出3.5W，开放式出4.1W, 证明出750mA是没问题的，开发式是指散热好些。

版主，你。

目前吃载问题已大致解决，就是增加了辅助绕组和反馈绕组的匝数。

但是，

从IC的资料来分析，不知道原因。

望版主答疑！！！