单火线电子照明开关电源模块的研制心得

单火线电子照明开关电源模块的研制心得

可做出待机电流15微安的智能照明开关

单火线智能控制墙开关是传统机械墙壁开关的换代产品，她使家居灯光、电器的开关控制变得智能化。并且，国内外普通家庭大多为单火线布线，由于金属导线越来越昂贵，多走一根线的成本远高于开关本身实施单火线增加的成本。所以生产电子照明开关的厂家都在单线制这一技术投入了很大的人力进行研究。我公司也在这方面进行了长达十年的研究。

我们都知道，凡是电子智能照明开关本身都需要消耗一定的电流，在待机时，由于单火线开关待机取电是通过流过灯具的电流给开关的控制电路供电的，如果待机输入电流小就会导致待机电路不能工作，如果待机输入电流大就会导致电子节能灯关后会有冷闪光等问题。特别是即将出现的LED照明灯，对待机电流更是苛刻。

当电子开关本身消耗的微小的电流通过火线经灯具内部的桥式整流电路的滤波电容时，这一很小的电流向电容充电，当电容上的直流电压充到一定的程度时（约150V左右），节能灯的电子电路就会工作使节能灯起辉闪亮，这时电容两端的电压立即下降，等待下一次的充电。这一闪烁现象的间隔与流过的电流及节能灯的内部电路结构密切相关，很难量化。经过对大量各品牌不同厂家的节能灯实测，引起节能灯闪烁的电流从30微安至100微安不等。有一些节能灯在电流小于20微安以下时都还会出现闪烁的现象。所以，微功耗单火待机和工作电源电路的研发难度非常大，到目前为止这仍是国内外限制单火线（单极）智能产品发展的最主要技术瓶颈。我们唯一可以做的就是待机电流做得越小就越能适应更多的各种灯具。

综上所述，单线制智能开关的供电部份就是关键。由于小电流的电源变换效率很难提高，一般在30%~50%左右。根据我的的研制体会，降低电源本身的空载电流就很有效地降低待机电流。以我公司最近研制成功的DY10A的电源模块，空载电流只有8微安，输出电压为6.4V，在输出电流为0.1mA时,输出功率0.64mW。这时串入节能灯后电源模块输入端的电压为270V左右，输入电流为11.5微安（包括8微安的空载电流），则输入功率为3.12mW。效率为0.64÷3.12＝20%。如果输出电流为1mA，则输出功率为6.4 mW，这时模块输入端的输入电流为47.5微安，输入功率为267V×0.0475=12.68 mW，效率为6.4÷12.68＝50%。在这里计算时为了避免功率因数的影响，都是采取在模块的输入端测直流电压电流。我们在做电子照明开关的控制电路时使用的电源电流大多数都在这一电流范围内。拿人体感应开关的控制电路为例，BISS0001、HT7610A的电流都在100微安左右，CS9803电流在0.6~0.8mA。只要我们在设计的时候尽量降低控制电路的静态电流是至关重要的。在声控开关方面，采用4011或者分立三极管的设计都能控制在100到200微安之间，所以只要采取我公司开发的DY10A型的电源模块，是可以做出待机电流在15微安左右的电子照明开关的。

另外一个重要的问题是单火线的取电问题。在工作中，由于电子照明开关工作时取电是通过开关断开时的两端压差来取电的，当开关闭合时就没有了压差无法取电，这样就会导致控制电路开时失电失控问题。对于这一问题，有很多的解决办法出现，但有些还是比较复杂电路成本也较高。由于我们的模块具有很宽的输入电压范围，在输出电流小于1mA的情况下，其输入直流电压范围达到了12~400V。解决这一问题的方法就稍简单一点。下面就针对我们的模块提出几种取电方法供参考。

一、滤波电容储电法:图一

我们上面说过，当控制电路的电流比较小时，高压输入端的电流只有十几微安，即使用高压滤波电容储存的电压也能为电源模块供电一段时间的。不过这方案对电路的设计要有一定的要求，首先控制电路的电流必须较小，最好小于100微安，二是要具备不可重复触发的功能，即完成一个周期的延时后必须有一个短暂的间隔时间（0.5秒以上），以便让电容重新充电，比如人感电路BIS0001,只要把1脚接地，就具有单次不可重复触发功能。另外很多声控电路也会设计成不可重复触发的。

还有一个要注意的是单向可控硅的触发电流要尽量小，最好小于20微安，这样可以减小输入端的电流延长电容的放电时间。

根据实际测试（测试时模块的输出电流定为100微安，输出电压从6.4V下降到6V即认为是电容放电时间），不同容量的滤波电容C1的供电时间如下：

3.3μF      42秒

4.7μF      75秒

6.8μF      110秒

10μF      160秒

我们只要把延时时间设计为电容C1放电时间的一半（因为电解电容的误差较大），电路就可以正常工作。这种方法通常适用于延时时间不大于50秒的电路，如果设计的延时时间很长那就要采用下面的电路。

二、控制可控硅导通角法：图2

该电路的巧妙之处是:利用交流电过零后的起始段部分来给电路供电;在电压上升到设定值之后.单向可控硅导通.电路便被旁路。这样，一方面保证了输出电压的稳定，解决了因为负载灯具电流的变化而影响电路自身供电的问题，带负载能力强;另一方面，由于可控硅工作于开关状态，其有自身压降小、功耗低等优点。用户要改变输出电源电压的高低，只要改变稳压二极管的稳压值就可以轻易实现。

该方法加入了高反压三极客MMBTA44，所以可控硅的触发电流不再由电源模块提供，对于常用的10A以下的单双向可控硅都可以直接触发，并且对电路的延时时间没有限制，只是不适用于多路控制。但要注意当可控硅导通后，模块的输出电流不能大于1.2毫安，就是说控制芯片电路的静态电流不能超过1.2毫安。因为这种取电电路当输出电流大于1.2毫安后，模块的输出电压下降较多，但只要保证三端稳压电源的输入端电压大于输出电压0.2V就可保证电路供电的稳定性。同时为了防止误触发，单向可控硅的触发电流最好大于30微安。

三、多路控制的取电方法：

以上两种方法都只能作为单路控制。对于触摸、遥控等需要多路控制的开关，目前一般是在开关回路中串接一个取电电路，利用灯负载电流在该回路产生的电压降作为开态供电。实现这一方法的电路有很多种，但本人觉得还是以双向可控硅取电的电路比较简单，具体电路见图3、4。

图3电路是用继电器作为开关驱动元件，由于继电器的驱动电流比较大，以目前驱动电流最小的SH-105LM型的继电器为例驱动电流也要40mA。由于驱动电路是靠负载回路的电流来工作的，所以对开关控制的最小的负载功率是有要求的。双向可控硅取电电路对负载电流的利用率约为70%左右，如果不对驱动电路采取一定的措施，则负载电流要达到60 mA左右，对纯阻的负载功率就要13W，即使是节能灯类功率因数小于1的灯具也要9~10W左右，为此，为了控制的负载功率能尽量小，我们要继电器的线圈回路串入了电阻与及并联了一个电容组成低电流维持电路，我们知道继电器的吸合电流比维持电流要大。在兼顾性能的前提下，维持电流比吸合电流降低一半是完全可以正常工作的。采取这一措施以后开关控制的最小功率可以下降到5W。

至于能控制的最大功率则取决于可控硅的电流与及散热措施。

图4电路采用光耦可控硅作为驱动元件，由于光耦可控硅的驱动电流只要5 mA即可，所以可以控制的负载功率小至2W。对于控制更小功率的多路取电电路我们正在努力，同行们加油！