全桥整流后面输出滤波电感的设计

LP=Uo*T/(Io*20%),电感匝数N=LP*Io*1.3/(3900*AE).AE是磁芯的有效面积。看有没有帮助。

你好，您的500uH是怎样计算出来的呢？

半桥全桥计算都是750UH。

另外转载一篇：希望对你有用。

开关电源的输出滤波电感，也称为平滑扼流圈。它的作用，主要是将整流后的电流进行展平，以得到较稳定的输出和平滑的波形。为了取得更好的效果，是否可以取较大的电感值呢？答案并非如此，取值过大时，反而会引起其它方面的不良影响。

　　在参考文献[1]一书中，作者在他试制一台500W半桥式开关电源时，就遇到了这样的情况。

　　由于输出电流较大，因此采用分流的办法，用了两只外径为φ40mm的MPP磁粉芯。（文献[1]第161页）

　　开始绕了24匝，即N=24，L=58μH。当Io=15～30A（平均每只IL=7.5～15A）时，高压开关脉冲波形发生严重的自激抖动，高频振荡明显加剧，强烈的尖刺干扰从副边反射到原边电路，甚至在电网输入线和＋20V辅助电源线上，都叠加了幅度高达5～6V的高频噪声干扰，并且在控制模块SG3525A的两输出端和高压开关管中点上脉冲都明显可见。

　　接着将匝数减少10匝，即N=14，L=20.6μH。Io=20～25A（平均每只IL=10～12.5A），开始稳定了。Io=30A（平均每只IL=15A）时，高压脉冲波形后沿仍有抖动。

　　最后，匝数减少到只有8～10匝，L=10.1μH。Io=30A（平均每只IL=15A）时也能稳定工作了。

　　现在，对以上情况作一下简要分析。

　　根据作者在该书后面（文献[1]第234页）关于输出滤波电感的计算公式

L=(Vi－Vo)ton/(2Iomin)    （1）

　　而Iomin一般取Io的(5～10)％，单只磁芯IL=15A的10％为1.5A。

　　开关频率fsw=80kHz。即T=12.5μs。Vi=18V，Vo=15V。

ton=(Vo/Vi)×(T/2)    (2)

ton=(15/18)×(12.5/2)=5.2μs

L=(18－15)×5.2/(2×1.5)=5.2μH。

　　这就告诉我们，电感量的最小值为5.2μH，或者说临界电感值为5.2μH。下面根据伏安（微）秒平衡的原理，来分析上述情况。

　　磁能量W为

W=(1/2)LI2(VAs)or(VAμs)（3）

　　电能功率P为

P=(1/2)LI2fsw（VA）    （4）

　　公式转换后为

P/fsw=(1/2)LI2

图1  电原理图

　　将P用VI替代，1/fsw用T替代，得以下关系式

VIT=LI2/2      (5)

　　对照图1可知，V=Vi=18V，I=IL=15A。就有

VIT=18×15×12.5=270×12.5=3375VAμs。

　　当N=24，Lo=58μH，15A时实际电感值取60％，L15=58×0.6=35μH。

　　当N=14，Lo=20.6μH，15A时实际电感值取80％，L15=20.6×0.8=16.5μH。

　　当N=10，Lo=10.6μH，15A时实际电感值取95％，L15=10.6×0.95=10.1μH。

　　分别得到各组磁能为

WN=24=0.5×35×152=3937.5VAμs（6）

WN=14=0.5×16.5×152=1856.25VAμs（7）

WN=10=0.5×10.1×152=1136.25VAμs（8）

　　前面计算的磁能为3375VAμs，实际上在占空比等于0.5时，还要折半就只有1687.5VAμs了。

　　显然，这点磁能——1687.5VAμs无法满足式（6）和（7）这两种情况。只有在式（8）时磁电能完全满足要求，因此才能稳定地工作。

　　比较理想的情况是，电感值能随着输出电流变化而变化。起始电感值，要根据磁芯饱和曲线来确定为临界电感值的1.5～3倍，不宜过大。以上分析，是否对头，敬请专家同仁指正。