数字控制及特种控制

本想先研究数字控制在研究快瞬变控制,但有可能要做一个快响应非隔离的东西,就先看一下.
传统的控制方法在fundamentals_of_power_electronics中给出了推导;
在http://bbs.dianyuan.com/topic/5589中介绍了写出仿真模型的方法和写出传递函数进行分析的例子.

Ridley的博士论文有对电流模的采样保持的分析,可惜没有他的论文,但在他公司网上An Accurate and Practical Small-Signal Model for Current-Mode Control有介绍,并且national 等公司就这个模型给出了buck 电路的例子.在A New Continuous-Time Model for Current-Mode Control with Constant On-Time, Constant Off-Time, and Discontinuous Conduction Mode给出更多的模型.

建模时如果对PWM的采样在频谱上的特性没有考虑,只是低频下(小于0.5fs)比较精确,但对快响应的控制如果想把带宽设计的更宽,仿真或计算的模型就不大准确.2004 APEC 中Control-Loop Bandwidth Limitations for Multiphase Interleaving Buck Converters 基于PWM采样引起的频谱变化的思路,给出控制带宽的限制.单项电路在fs附近急剧变化.多相电路边带效应抵消,可以使带宽设计的更高.但注意各相之间的相差对称才能抵消好.但在电流模中,同样受电流模的采样保持特性的约束,幅值相交在fs附近急剧变化.指明simplis仿真的真实性.

在多回路反馈时候测试,衡量系统的稳定性,在哪测量或注入扰动?倾向于在能够把各个支路都综合在一起的地方测.但有些前馈直接形成斜率补偿的,就没有有效的办法了.看simplis 的了.如果数字控制还要其他方法,以后再说.

在2002 的APEC, Design Considerations for VRM Transient Response Based on the Output Impedance中提出设计VRM等效成内阻R0的电压源,在不用大量输出电容的情况解决负载瞬变的问题.但由于Cesr, Lr的限制,不适于电压模控制;电流模如果Cesr zero太高,也没法做到恒定的Zout,滤波电感也要选取适当的值.

Astec也提出通过在负载和地之间切换电感电流的流向的办法,提高负载瞬变响应.

下面看一下V2控制.在A New Control for Multi-phase Buck Converter with Fast Transient Response文中提出onsemi的芯片结合了峰值电流模和V2控制.输入电压的变化直接反应在峰值电流模的电流斜坡,输出电流的瞬变由输出电压直接的调节电流反馈斜坡的电平.但V2控制的输出不好用ESR太小的电容;在off状态,对输出电流瞬变没反应.

对于快速控制,linear, national, maximum都设计了constant on-time 芯片,没仔细看,感觉核心是设计比较小的constant on-time,在动态时,得到好的结果.
手中也没有vicor的滤波模块资料.谁有,介绍一下.
另外,状态轨迹控制法是目前了解的最好的解决瞬变问题办法.简单的想法是如果开关正开着,有负载瞬变,那就要么不关或立即关断开关直到达到所需的电流.如果开关正关着,同理直到达到所需的电流.
先看一个对状态轨迹的简单介绍:http://www.smpstech.com/tutorial/t03top.htm#SWITCHINGMODE
以上讨论的都只定性的题了一下,为了节约时间,有些定量的计算仿真,电路的实现以后有时间或有合适的项目在做.下面转回数字控制.
刚看到pola联盟的ti提出turbotrans的技术,谁能介绍一下?

对快速控制在说几句:电压控制的PWM误差放大输出与三角波比较,得到占空比,但有三种形式的三角波,后下降檐Trailing edge;前下降檐Leading edge;拖尾下降Trailing triangle,后下降檐在off以后要等到下一个周期,前下降檐在on以后要等到下一个周期,在这期间如果负载瞬变则没响应,拖尾下降对于这个问题比较有利.这三种三角波及电流采样形式的不同组合,在电流控制中的稳定性也得到不同结果,以后在数字控制中再提.

V2利用电压纹波反映电流改变参与反馈,改善负载瞬变,前面提到如果电容的阻抗太小,可能有噪声的干扰,但在电感上也可以提取电流的信号,加快反应速度.
Intersil对这两种方法提供了芯片.

先读一些文章,在Quantization Resolution and Limit Cycling in Digitally Controlled PWM Converters中指出在一个如图的数字控制系统中limit cycle 问题,
先了解一下Limit cycle,大致就是由于量化引起的抖动.
Limit cycle: http://cnx.org/content/m11928/latest/
http://homes.esat.kuleuven.be/~rombouts/dspII/transp2005-2006/lecture4.ppt
大范围极限周期由于溢出引起,小范围极限周期由于量化造成.
no limit cycle 条件是:
1.DPWM 的分辨率大于ADC.使占空比停留在ADC误差能够允许的范围内.
2.有积分项Ki,  0 < Ki < 1.使ADC的输出保持相对稳定值.
3.这个没看懂,大概由数字量化造成的.(谁能给解释一下最好了).在corolado大学找到Modeling of quantization effects in digitally controlled dc-dc converters解释了这个问题.
文中进一步提出加抖动改善对DPWM分辨率的要求.

本以为这是数字控制必须遵守的法则,但可以用非线性等方法解决分辨率问题.这个文章的准则3可操作性不强.这也是我不深究的原因.

呵呵,一些文章的作者还是有些心得.
但轻易的把自己没认识到的东西归结于噪声怕是失之谎谬.

第5贴中没说什么“东西归结于噪声”,请指明.
如果你指的是其他贴中V2控制对电容上采样的问题,我的认识是,电容上信号引入控制,
首先当然是要控制这个信号的幅值,如果Cesr太小,纹波太小,满足不了要求.加放大则对放大器的带宽要求太高.
另外,纹波太小,PCB铜箔引线耦合的噪声占的比重大,信号就不可用了.我认为这个是不好用主要原因.

Predictive Digital Current Programmed Control中提出
适当的脉宽调制方法可消除在数字谷值,峰值和平均电流控制中的次谐波震荡 (电流在第n周期的初始扰动,通过d(n+1)的调整,在第n+1周期调整到参考值ic).
500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/44/1155777398.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">
在占空比控制公式中,L, Vout, fs需要被确定.电流的扰动的传递与(L,Vout 的扰动)/(L,Vout), 实际中比较容易满足.
占空比控制公式推广到buck,boost,buck-boost中,有统一公式:
500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/44/1155778516.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">
其中m1,m2为电感电流的上升和下降的比率500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/44/1155778813.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

3 digital current-mode controller DC-DC converters文中给了一个实际的电流数字控制的例子.首先给出平均电流模的控制到输出的传递函数.然后对no limit cycling进行了具体的讨论.

很感兴趣,请继续.

Dead-Zone Digital Controller Power Factor Preregulators Power Factor Preregulators 文中提出的dead-zone办法,有效解决pfc输出低频的二次纹波对反馈回路不好影响.用死区滤除低频的二次纹波.既保证了输出稳定,也可以保证在动态时较高反应带宽.数字控制对于非线性的控制方法真是方便,dead-zone的设定只是几行code就搞定,实际输入电流波形明显改进.
上面的非线性控制的稳定判据是个问题Stability of the fast voltage control loop in power factor correctors文中的circle criterion 可用来分析时变,非线性与线性反馈结合的系统.
首先把系统分成线性部分和非线性部分.在pfc控制中非线性部分得出控制平面的不稳定边界,由线性补偿在复平面做出Nyquist轨迹,如果轨迹远离不稳定区则系统稳定.

Design of a Digital PID Regulator Based on Look-Up Tables文中为了用有限的硬件资源实现高频的数字控制电源,对于如
d[n]=d[n-1]+a*e[n]+b*e[n-1]+c*e[n-2]的控制方程,不每次都根据测试的数据计算a,b,c.而是根据(输出的变化范围/最小的量化)得出loop-up tables 需要几个字.在根据实际控制方程中a,b,c的表达式,计算出他们共需要几位.最终得出look-up table的大小.

根据digital implementation of a unity-power-factor constant-frequency DCM boost converter文中的公式得出数字控制补偿公式的中的a,b的计算公式
Vint[n]=Vint[n-1]+a*Ve[n]+b*Ve[n-1]
并给出了constant-frequency DCM boost的好处,减小了电感的尺寸;电流不连续在boost二极管上没有反向恢复损耗;定频容易通过EMI测试;电压反馈控制简单和自然实现匀流.

先看一下单片机控制开关电源,这当然不是上面提到的数字控制.但对于一些应用还是有优点的.
先看一下,电源的控制需要哪些资源.为了电源的稳定直流输出至少要一个电压参考和运算放大器;它的输出需要一个比较器得到占空比;对于单极桥式电路还要俩个互补输出的PWM(死区也非常重要,要可调),这同时需要单片机灵活的时钟功能;另外,单片机还要实现保护功能:输入输出过欠压,过流,过温保护(滞回),On/off的控制;这些变量有的是模拟量,有的是数字量,单片机需要即能够有A/D处理也能接受数字量;对于过压过流保护需要反应快于其他保护,对单片机的中断处理功能需要分级;某些场合在不工作时,提供省电模式;处于对代码的保护还要有代码保护功能.出现异常情况,现场的保护,某些数据需要存入闪存,这也许要单片机的支持.另外,随市场对“智能”电源的需要,对电源提出基于I2C的通讯,以上需要的资源一个单片机都可以提供,并且不贵.
单片机还可灵活的根据电源模块的不同设定不同的参数;调整保护的形式;启动反灌电流;ON/OFF控制的逻辑;初始锁定时间;输出设定及调节公式等.
在自动测试;老化中,单片机也有很好的应用效果.
搞明白一些东西的感觉真好,今天就是这样.

辛苦了.

找到一个视频学习的材料,计划花两周业余时间看一下.
DSP 学习1:信号与系统
DSP-数字信号处理,它的基础是信号与系统.信号分析与处理的问题可看成是信号通过系统的问题.

研究方法是:将信号分解为某种简单的单一信号的组合.研究这种单一信号通过系统后得到的响应,然后再在系统的输出端将系统对各个单一信号的响应用同样的方式组合起来.

有两种方法分解输入信号.
1.时域的方法:信号被根据时间片断,拆分成一分一分的.-〉每一份都是在那个时间片断上信号面积.-〉数学上:任意信号都可以表示为单位冲激信号的移位加权和.
简化问题:只讨论系统对单位冲激信号的输出h(t).
信号f(t)被拆分后,独立的通过系统再组合成输出y(t)= f(t)*h(t),称为f(t)和h(t)的卷积.

2.频域的方法:信号被分解为sin(ωt)为基波的各谐波分量的和.
简化问题:只讨论系统对sin(ωt)的响应.
信号用傅利叶分解可以得到系数Fn(正,余弦形式或指数形式:欧拉公式).傅利叶变换是线性的,时不变的;

单位冲激信号的傅利叶变换得到1,它是一个频带无限宽的信号.利用它得到正,余弦形式;指数形式和单位冲激序列的变换,实现频域于时域的变换.

什么样的系统才能支持系统对各个单一信号的响应用同样的方式再组合起来?线性时不变系统.
线性: 满足a•f1(t)+b• f2(t)->a•y1(t)+b•y1(t)
时不变:满足时间移位.f(t-t0)->y(t-t0)

DSP 学习2:数字信号处理
DSP-研究离散信号通过系统的问题.
任意序列都可以表示为单位数字冲激δ[n]的移位加权和.

与线性时不变系统对应,离散系统分析建立在
1位移不变: 若 x[n]->y[n]; 如果x[n-n0]->y[n-n0];2线性:a•x1[n]+b•x2[n]-> a•y1[n]+b•y2[n]的前提下.

傅立叶变换对阶跃信号,正余弦不收敛.引入拉式变换比傅立叶变换多一个指数相.拉式变换与Z变换的关系是S 平面直角坐标系与Z平面极坐标系之间的映射.由Z变换定义可知转化为傅立叶 H(jω)= H(z)|z=e^jω

单位数字冲激δ[n]的Z变换为1.
单位阶跃序列u[n]的Z变换为z/(1-z).
指数序列e-anT的Z变换为z/(z-e^-aT)
正弦序列sin(nωT) 的Z变换为z•sin(ωT)/(z2-2z•cos(ωT)+1)
z变换具有线性和移位性.在时域延时一个样本(单位延时)相应z变换多一个 z-1因子.

卷和定理:x1[n]*x2[n]<--->X1(z)X2(z); 时域离散,则频域是周期的(注意在一个周期积分,于连续的信号不同).频域离散,则时域是周期的.

要满足数字分析,需要时域频域都是离散的,周期的.
而δT(t) <--> ω0 δω0(ω)满足时域离散周期信号〈--〉,频域离散周期谱(DFT)
ω0=2pi/T
信号离散周期化:
离散化就是采样的过程.周期化分两种:1. x[n]是有限长序列,要进行周期化拓延.2.x[n]是无限长序列,要现截尾(引起失真),再要进行周期化拓延.

Nyquist采样定理:截止频率为fm的信号由频率大于2fm的均匀采样序列唯一的确定.实际工程中取信号的低通滤波器上升下降沿非理想,一般取采样频率大于2.5~3fm.采样脉冲尽可能窄,否则采样信号产生Sa(x)包络调制.用采样/保持器,以便A/D变换有充分的时间将信号量化.
采样化后由AD量化:逐次逼近(速度地精度高);闪烁式(取决参考的精度);积分;Σ-Δ.每增加一个bit,信号噪声比提高6.02dB.12bit约为70dB.
最好是输入信号接近满度又不饱和.

DSP 学习3:寻址方式
硬件结构:Harvard 结构,程序存储区和数据存储区分开.取指和读取数可同时进行.流水操作.独立的硬件乘法器(一个指令周期完成一个乘法和累加).独立的DMA(直接存储访问不需要CUP和它的总线)总线和控制器.乘法器,中央累加器(MSB检测最高位防护溢出),单周期移多位.数据地址发生器(DAG 右ALU功能).

软件结构
寻址方式非常最重要.
立即数寻址:
1．短立即数(最大0ffh)寻址(单子指令):在指令中包括立即操作数
RPT #99 ; 循环100次
LD #0h, DP ; 0放入DP
ADD #0ffh, A ; 将0ffh加给AccA
2．长立即数寻址(双字指令):
ADD #01234h, A ; 将01234h加给AccA
注意#后是立即数,没有#是地址

绝对地址寻址:
1. 数据存储地址 (dmad) 寻址
MVKD sample *AR5 ; sample是数据存储器地址, 它中的数移到辅助寄存器AR5
2．程序数据存储地址 (pmad) 寻址
MVKD table *AR5 ; table代表一个 pmad
3．端口地址(PA)寻址:
PORTR PA, Smem ; 读
PORTW Smem,PA ; 写
4．(lk)寻址:
LD *(BUFFER), A ; 把地址为BUFFER的数据单元数据装到AccA

累加器寻址
用累加器中的数作为一个地址,可用来对存放数据的程序存储器寻址:
READA Smem ; 累加器A确定的程序存储器单元的一个字传到数据存贮单元Smem中
WRITA Smem ;

堆栈寻址:
处理器使用一个16bit的存储器映射寄存器-堆栈指针来对堆栈寻址,它总是指向存放在堆栈中的最后一个元素(最上面).

直接寻址:(循环效率高)
TMS320C54数据存储器分为512页,每页128字.设置一个数据页指针DP,用9bit指向一个页,再加上 7bit的页内偏移地址,形成16bit的数据地址.
LD #4, DP ; 指向页4(0200h-027Fh)
ADD 9h, A ; 将数据页4中地址9h的数据加给AccA

间接寻址:
1．8个辅助寄存器(AR0-AR7)由一个辅助寄存器指针 (ARP3bit) 来指定.
2．辅助寄存器算术单元 (ARAU) 作16bit无符号数运算,决定一个新的地址,装入辅助寄存器(AR0-AR7)中的一个.
3．AR0-AR7可以装入立即数,加上,减去立即数;也可以从数据存储器装入地址;还可以做以下的变址寻址:
ARP=2指向AR2, AR2装的是16位的地址.ARAU也可以对辅助寄存器的数运算.
变址寻址:
1． AR的内容加1或减1,再寻址 (循环常用).
2． 将AR的内容加上或减去AR0,再寻址.
ADD *, 8, A ;* (当前的AR) 所指的地址里的数据,左移8bit后加给AccA.
ADD *+, 8, A, AR4;数据左移8位加给AccA后,当前AR内数据加1,选择AR4. ADD *0+, 8, A; 数据左移8位加给AccA后,将AR0的值加给当前的AR.
ADD *BR0+, 8, A; 加法后,将AR0的值加给当前的AR,但反向进位(10+10=01).

位倒序寻址:为FFT应用产生.

存贮器映射寄存器(MMR)寻址
用来修改映射寄存器而不影响当前的数据页指针(DP)或堆栈指针(SP)的值.它既可以在直接寻址中使用,又可以在间接寻址中使用.

Y0=a0x0+a1x1+a2x2+a3x3
.mmregs
.bss x, 4, 1 ; 变量x, 4个字,每个一个单元
a0 .word 012h ;
a1 .word 3211h ;
a2 .word fe11h ;
a3 .word ff03h ;
.sect “program”
LD #x, AR1 ;
LD #0, A, AR1 ; AR1 为当前AR
LD #a0, T ; T乘法寄存器
MAC *+, A ; a0x0存入AccA,AR的内容加1(x1).
LD #a1, T ;
...

循环寻址(C54x间接寻址中提供循环寻址方式,以%表示):
定义循环寻址缓冲器大小寄存器(BK)来确定循环寻址缓冲器大小.
循环寻址缓冲器的有效基地址(EFB)和尾地址(EOB)来组成循环地址.
Step是加到辅助寄存器,或从辅助寄存器中减去的值.

楼主,辛苦了.不过您这篇文章好像需要密码才可以打开的.

不知道您看过这篇文章没:Souvik Chattopadhyay and Somshubhra Das. A Digital Current-Mode Control Technique for DC–DC Converters. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 21, No. 6, Nov 2006.
很想找个盟友一起学习下:)我将它上传来,希望感兴趣的朋友也可和我一起探讨下!
2000641188751397.pdf

读到了什么发个总结,好吗?

不看也没什么.