电源新手，只DIY过单路输出的反激电源
现在需要做一个三输出的电源，需要相互隔离 5V 500mA,12V 100mA,24V 100mA 输入电压12到25V
准备选用100V的mos管，最大承受关断电压Vms假如设为60v ,则Vz<35V
占空比最大0.4，则Vor = 23V
算到这里就不知道如何计算匝数比了 ，求教各位大侠
thanks
===DC/DC多路输出反激电源 匝数计算问题===
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@dulai1985
我在网上看到一篇文章不知道对你是否有帮组~~~《多路输出单端反激式开关电源原理及设计》本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC/DC开关电源的原理及设计方法。设计要求本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：输出最大功率：10W输入交流电压：85～265V输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA纹波电压：≤120mV单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7V，极限电压为9V，控制端最大允许电流为100mA。在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。
电路设计
本开关电源的原理图如图1所示。
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@dulai1985
电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。输出环节设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V／3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作"磁珠"的3.3μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比(CTR)范围为80％～160％，，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47μF时，自动重启频率为1.2Hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IF→IC→D→UO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为：UO↑→UK↓→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最终使UO不变。其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。
磁芯及骨架的确定
由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm，磁芯等效电感AL=2.4μH／匝2，骨架宽度b=8.43mm。
确定最大占空比Dmax
根据公式：
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@dulai1985
磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm，磁芯等效电感AL=2.4μH／匝2，骨架宽度b=8.43mm。确定最大占空比Dmax根据公式：[图片]
其中，UOR=135V，直流输入最小电压值UImin=90V，MOSFET的漏-源导通电压UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=64.3％，接近典型值67％。Dmax随着输入电压的升高而减小。
计算初级线圈中的电流
输入电流的平均值IAVG为
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@dulai1985
其中，磁芯截面积SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP≈1265μH，代入可得NP=26.6，实取30匝。次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：
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@dulai1985
电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。输出环节设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V／3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作"磁珠"的3.3μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比(CTR)范围为80％～160％，，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47μF时，自动重启频率为1.2Hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IF→IC→D→UO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为：UO↑→UK↓→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最终使UO不变。其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。
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