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【文档】LDO 噪声详解

随着通信信道的复杂度和可靠性不断增加,人们对于电信系统的要求和期望也不断提高。这些通信系统高度依赖于高性能、高时钟频率和数据转换器器件,而这些器件的性能又非常依赖于系统电源轨的质量。当使用一个高噪声电源供电时,时钟或者转换器 IC 无法达到最高性能。仅仅只是少量的电源噪声,便会对性能产生极大的负面影响。本文将对一种基本 LDO 拓扑进行仔细研究,找出其主要噪声源,并给出最小化其输出噪声的一些方法。

 表明电源品质的一个关键参数是其噪声输出,它常见的参考值为 RMS 噪声测量或者频谱噪声密度。为了获得最低 RMS 噪声或者最佳频谱噪声特性,线性电压稳压器(例如:低压降电压稳压器,LDO),始终比开关式稳压器有优势。这让其成为噪声敏感型应用的选择。

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老梁头
LV.10
2
2012-12-25 18:11

基本 LDO 拓扑

一个简单的线性电压稳压器包含一个基本控制环路,其负反馈与内部参考比较,以提供恒定电压与输入电压、温度或者负载电流的变化或者扰动无关。

1 显示了一个 LDO 稳压器的基本结构图。红色箭头表示负反馈信号通路。输出电压 VOUT 通过反馈电阻 R1 R2 分压,以提供反馈电压 VFBVFB 与误差放大器负输入端的参考电压 VREF 比较,提供栅极驱动电压 VGATE。最后,误差信号驱动输出晶体管 NFET,以对 VOUT 进行调节。

 

简单噪声分析以图 2 作为开始。蓝色箭头表示由常见放大器差异代表的环路子集(电压跟随器或者功率缓冲器)。这种电压跟随器电路迫使 VOUT 跟随 VREFVFB为误差信号,其参考 VREF。在稳定状态下,VOUT 大于 VREF,其如方程式 1 所描述:

 

 

其中,1 + R1/R2 为误差放大器必须达到稳态输出电压 (VOUT) 的增益。


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老梁头
LV.10
3
2012-12-25 18:13
@老梁头
拓扑一个简单的线性电压稳压器包含一个基本控制环路,其负反馈与内部参考比较,以提供恒定电压—与输入电压、温度或者负载电流的变化或者扰动无关。显示了一个LDO通过反馈电阻R1分压,以提供反馈电压VFB与误差放大器负输入端的参考电压VREF。最后,误差信号驱动输出晶体管NFET进行调节。其中,1+R1/R2的增益。

假设电压参考不理想,并在其DC输出电压(VREF)上有一个有效噪声因数VNREF。假设图 2中所有电路模块均理想,VOUT 便为噪声源的函数。可以轻松地对方程式 1 进行修改,以考虑到噪声源,如方程式 2 所示:

 

其中,VNREF 为输出的单独噪声影响因素,如方程式 3 所示:

 

通过方程式 2 3,我们可以清楚地看到,更高的输出电压产生更高的输出噪声。反馈电阻 R1 R2 设置(或者调节)输出电压,从而设置输出噪声电压。因此,许多LDO器件的特点是,噪声性能与输出电压有关。例如,VN = 16 µVRMS×VOUT说明了一种标准的输出噪声描述方式。

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老梁头
LV.10
4
2012-12-25 18:52
@老梁头
输出电压(VREF(REF。假设图2便为噪声源的函数。可以轻松地对方程式1所示:其中,VN)所示:

主要 LDO 输出电压噪声源

对于大多数典型的LDO器件来说,主要输出噪声源为方程式3所示经过放大的参考噪声。虽然总输出噪声因器件不同而各异,但一般都是如此。图 3 为一个完整的结构图,显示了其各个电路组件的相应等效噪声源。由于任何有电流流过的器件都是一个潜在的噪声源,图 1 和图 2 所示所有单个组件均为一个噪声源。

4 由图3 改画而来,目的是包括 OUT 节点的所有等效参考噪声源。完整的噪声方程式为:

 

 

4 统一噪声源LDO 拓扑

 

在大多数情况下,由于参考电压模块即能带隙电路由许多电阻器、晶体管和电容器组成,因此 VNREF 往往会大于该方程式中最后三个噪声源,其中 VN(REF) >> VN(R1)或者 VN(REF) >> VN(R2)。因此,方程式 4 可以简化为:

 

就高性能 LDO 器件而言,常见的方法是添加一个降噪 (NR) 引脚,以消除参考噪声。图5描述了NR引脚如何降低噪声。由于VNREF为主要输出噪声源,因此我们在参考电压模块(VREF)和误差放大器之间插入一个RC滤波电容器CNR,旨在减少这种噪声。RC 滤波器减少噪声的程度由一个衰减函数决定:

 

其中

 

5 参考噪声滤波器LDO 拓扑

 

 

因此,放大参考噪声被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC,则方程式5变为:

 

现实世界中,所有控制信号电平均依赖于频率,包括噪声信号在内。如果误差放大器带宽有限,则高频参考噪声 (VN(REF)) 通过误差放大器滤波,其方式与使用 RC 滤波器类似。但在实际情况下,误差放大器往往具有非常宽的带宽,因此 LDO 器件拥有非常好的电源纹波抑制 (PSRR) 性能,其为高性能 LDO 的另一个关键性能参数。为了满足这种矛盾的要求,IC 厂商选择使用宽带宽误差放大器,以实现最佳低噪声 PSRR。如果低噪声也为强制要求,则这样做会带来 NR 引脚功能的使用。

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老梁头
LV.10
5
2012-12-25 18:53
@老梁头
输出电压噪声源对于大多数典型的LDO器件来说,主要输出噪声源为方程式3所示经过放大的参考噪声。虽然总输出噪声因器件不同而各异,但一般都是如此。图3为一个完整的结构图,显示了其各个电路组件的相应等效噪声源。由于任何有电流流过的器件都是一个潜在的噪声源,图1和图2所示所有单个组件均为一个噪声源。由图3节点的所有等效参考噪声源。完整的噪声方程式为:[图片] 图4统一噪声源LDO拓扑[图片] (REF往往会大于该方程式中最后三个噪声源,其中VN(REF)>>VN(R1)。因此,方程式4[图片] 器件而言,常见的方法是添加一个降噪(NR)描述了NR(REF为主要输出噪声源,因此我们在参考电压模块(VREF滤波电容器CNR滤波器减少噪声的程度由一个衰减函数决定:图5拓扑[图片] ,则方程式5[图片] 现实世界中,所有控制信号电平均依赖于频率,包括噪声信号在内。如果误差放大器带宽有限,则高频参考噪声(VN(REF))通过误差放大器滤波,其方式与使用RC滤波器类似。但在实际情况下,误差放大器往往具有非常宽的带宽,因此LDO器件拥有非常好的电源纹波抑制(PSRR)性能,其为高性能LDO的另一个关键性能参数。为了满足这种矛盾的要求,IC厂商选择使用宽带宽误差放大器,以实现最佳低噪声PSRR。如果低噪声也为强制要求,则这样做会带来NR引脚功能的使用。

典型电路中参考噪声的控制

放大参考噪声

TI TPS74401 LDO 用于测试和测量。表 1 列出了常见配置参数。请注意,为了便于阅读,TPS74401 产品说明书的软启动电容器 CSS 是指降噪电容器 CNR

1 设置参数

VIN=VOUT(目标值)0.3V     IOUT=0.5A     COUT=10μF

VOUT(目标值)

R1

R2

1+R1/R2

3.3V

31.25kΏ

10kΏ

4.125

1.8V

12.5kΏ

10kΏ

2.25

1.2V

5kΏ

10kΏ

1.5

0.8V

0Ώ(短路OUT 节点至FB节点)

开路

1

 

首先,使用一个可忽略不计的小 CNR,研究放大器增益的影响。图 6 显示了RMS 噪声与输出电压设置的对比情况。如前所述,主要噪声源 VNREF 通过反馈电阻器 R1 R2 的比放大。我们将方程式 7 修改为方程式 8 的形式:

  

其中,VNOther为所有其它噪声源的和。

如果方程式 8 拟合y=ax+ b的线性曲线,如图 6 中红色虚线所示,则 VNREF(斜率项)可估算为 19 µVRMS,而 VN(Other)y 截距项)为 10.5µVRMS。正如在后面我们根据“降噪(NR)引脚效应”说明的那样,CNR 的值为 1pF,目的是将 RC 滤波器效应最小化至可忽略不计水平,而 GRC 被看作等于 1。在这种情况下,基本假定 VNREF 为主要噪声源。

请注意,当 OUT 节点短路至 FB 节点时噪声最小,其让方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1R1=0)。图 6 显示,该最小噪声点约为 30 µVRMS

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老梁头
LV.10
6
2012-12-26 21:15
@老梁头
典型电路中参考噪声的控制放大参考噪声TITPS74401LDO用于测试和测量。表1列出了常见配置参数。请注意,为了便于阅读,TPS74401产品说明书的软启动电容器CSS是指降噪电容器CNR。表1设置参数VIN=VOUT(目标值)+0.3V    IOUT=0.5A    COUT=10μFVOUT(目标值)R1R21+R1/R23.3V31.25kΏ10kΏ4.1251.8V12.5kΏ10kΏ2.251.2V5kΏ10kΏ1.50.8V0Ώ(短路OUT节点至FB节点)开路1 首先,使用一个可忽略不计的小CNR,研究放大器增益的影响。图6显示了RMS噪声与输出电压设置的对比情况。如前所述,主要噪声源VN(REF)通过反馈电阻器R1和R2的比放大。我们将方程式7修改为方程式8的形式:[图片]  其中,VN(Other)为所有其它噪声源的和。如果方程式8拟合y=ax+b的线性曲线,如图6中红色虚线所示,则VN(REF)(斜率项)可估算为19µVRMS,而VN(Other)(y截距项)为10.5µVRMS。正如在后面我们根据“降噪(NR)引脚效应”说明的那样,CNR的值为1pF,目的是将RC滤波器效应最小化至可忽略不计水平,而GRC被看作等于1。在这种情况下,基本假定VN(REF)为主要噪声源。请注意,当 OUT 节点短路至FB节点时噪声最小,其让方程式8的放大器增益(1+R1/R2)等于1(R1=0)。图6显示,该最小噪声点约为30µVRMS。

C抵销放大参考噪声

本小节介绍一种实现最小输出噪声配置的有效方法。如图 7 所示,一个前馈电容器 CFF 向前传送(绕开)R1 周围的输出噪声。这种绕开或者短路做法,可防止在高于 R1 CFF 谐振频率 fResonant时参考噪声因误差放大器增益而增加,其中:

 

输出噪声变为:

 

 

8 显示了RMS噪声相对于前馈电容 (CFF) 和不同输出电压设置的变化。请注意,每个 RMS 图线上各点代表上述电路状态下整个给定带宽的完整噪声统计平均数。正如我们预计的那样,所有曲线朝 30 µVRMS 左右的最小输出噪声汇集;换句话说,由于 CFF 效应,噪声汇聚于 VN(REF) + VN(Other)

  8 前馈电容对噪声的影响

 

8 对此进行了描述。CFF 值大于 100nF时,方程式 8 1 + R1/R2 的放大器增益被抵销掉。出现这种情况的原因是,尽管低频噪声未被 CFF 完全抵销,但是低频噪声对 RMS 计算的总统计平均数影响不大。为了观察 CFF 的实际效果,我们必需查看噪声电压的实际频谱密度图(图9)。图9表明,CFF=10µF 曲线的噪声最小,但是某些频率以上时所有曲线均接近于这条最小噪声曲线。这些频率相当于由 R1 CFF 值决定的谐振极点频率。R1等于31.6 kΩ 时计算得到的 CFF值,请参见表 2

2 计算得谐振频率

 

CFF=10pF

CFF=1nF

CFF=100nF

CFF=10µF

fResonant

504kHz

504kHz

504kHz

504kHz

9 表明,50Hz 附近时,CFF=100 nF 曲线转降。5 kHz 附近时,CFF=1 nF 曲线转降,但是 CFF=10 pF 时谐振频率受 LDO噪声总内部效应影响。通过观察图 9,我们后面均假设 CFF=10µF 最小噪声

 

降噪 (NR) 引脚的效果

NR 引脚和接地之间使用 RC 滤波器电容(CNR)时,GRC 下降。图 10 表明 RMS噪声为 CNR 的函数(参见图 5)。稍后,我们将在第三段“其它技术考虑因素”中说明这两条曲线的差异。 

 

10 利用 10Hz 100 kHz 更宽融合范围,来捕捉低频区域的性能差异。CNR=1pF 时,两条曲线表现出非常高的RMS噪声值。尽管图 10 没有显示,但不管是否 CNR=1pF,都没有 RMS 噪声差异。这就是为什么在前面小节“放大参考噪声”中,我们把GRC被看作等于 1 的原因。

正如我们预计的那样,随着 CNR 增加,RMS 噪声下降,并在 CNR=1µF 时朝约12.5 µVRMS 的最小输出噪声汇聚。

CFF= 10µF 时,放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不计。因此,方程式 8 可以简写为:

 

正如我们看到的那样,VN(Other) 并不受 CNR 影响。因此,CNR保持 10.5 µVRMS,其由图 6 所示数据曲线拟合度决定。方程式 10 可以表示为:

 

接下来,我们要确定 GRC 降噪电容的影响,这一点很重要。图 10 中曲线的最小测量噪声,让我们可以将方程式10改写为:

 

其中,求解VN(REF) × GRC 得到 2µVRMS。增加 CNR 会使参考噪声从19.5µVRMS降至 2 µVRMS,也就是说,在 10 Hz 100kHz 频率范围,GRC 从整数降至 0.1 (2/19.5) 平均数。

11 显示了CNR 如何降低频域中的噪声。与图 9 所示小 CFF 值一样,更小的 CNR 开始在高频起作用。请注意,CNR最大值 1µF 表明最低噪声。尽管 CNR = 10 Nf 曲线表明最小噪声几乎接近于 CNR = 1 µF 的曲线,10-Nf 曲线显示30Hz 100Hz 之间有一小块突出部分。

 

8所示曲线(CNR= 1 pF),可改进为图 12CNR = 1 µF)。图 8显示 CFF = 100 Nf CFF = 10 µF 之间几乎没有 RMS 噪声差异,但是图 12 清楚地显示出了差异。

  12 中,不管输出电压是多少,CFF = 10 µF CNR = 1 µF 均带来最低噪声值12.5µVRMS,也即最小 GRC 值(换句话说,RC滤波器的最大效果)为 0.112.5µVRMS 值为 TI 器件 TPS74401的底限噪声。

12 噪声优化以后RMS 噪声与前馈电容的关系

 

当我们把一个新LDO器件用于噪声敏感型应用时,利用大容量CFFCNR电容确定这种器件的独有本底噪声是一种好方法。图12表明RMS噪声曲线汇聚于本底噪声值。

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老梁头
LV.10
7
2012-12-26 21:27
@老梁头
C抵销放大参考噪声本小节介绍一种实现最小输出噪声配置的有效方法。如图7所示,一个前馈电容器CFF向前传送(绕开)R1周围的输出噪声。这种绕开或者短路做法,可防止在高于R1和CFF谐振频率fResonant时参考噪声因误差放大器增益而增加,其中:[图片] 输出噪声变为:[图片] [图片] 图8显示了RMS噪声相对于前馈电容(CFF)和不同输出电压设置的变化。请注意,每个RMS图线上各点代表上述电路状态下整个给定带宽的完整噪声统计平均数。正如我们预计的那样,所有曲线朝30µVRMS左右的最小输出噪声汇集;换句话说,由于CFF效应,噪声汇聚于VN(REF)+VN(Other)。 图8前馈电容对噪声的影响[图片] 图8对此进行了描述。CFF值大于100nF时,方程式8中1+R1/R2的放大器增益被抵销掉。出现这种情况的原因是,尽管低频噪声未被CFF完全抵销,但是低频噪声对RMS计算的总统计平均数影响不大。为了观察CFF的实际效果,我们必需查看噪声电压的实际频谱密度图(图9)。图9表明,CFF=10µF曲线的噪声最小,但是某些频率以上时所有曲线均接近于这条最小噪声曲线。这些频率相当于由R1和CFF值决定的谐振极点频率。R1等于31.6kΩ时计算得到的CFF值,请参见表2。表2计算得谐振频率 CFF=10pFCFF=1nFCFF=100nFCFF=10µFfResonant504kHz504kHz504kHz504kHz图9表明,50Hz附近时,CFF=100nF曲线转降。5kHz附近时,CFF=1nF曲线转降,但是CFF=10pF时谐振频率受LDO噪声总内部效应影响。通过观察图9,我们后面均假设CFF=10µF最小噪声。[图片] 降噪(NR)引脚的效果在NR引脚和接地之间使用RC滤波器电容(CNR)时,GRC下降。图10表明RMS噪声为CNR的函数(参见图5)。稍后,我们将在第三段“其它技术考虑因素”中说明这两条曲线的差异。 [图片] 图10利用10Hz到100kHz更宽融合范围,来捕捉低频区域的性能差异。CNR=1pF时,两条曲线表现出非常高的RMS噪声值。尽管图10没有显示,但不管是否CNR=1pF,都没有RMS噪声差异。这就是为什么在前面小节“放大参考噪声”中,我们把GRC被看作等于1的原因。正如我们预计的那样,随着CNR增加,RMS噪声下降,并在CNR=1µF时朝约12.5µVRMS的最小输出噪声汇聚。CFF=10µF时,放大器增益(1+R1/R2)可以忽略不计。因此,方程式8可以简写为:[图片] 正如我们看到的那样,VN(Other)并不受CNR影响。因此,CNR保持10.5µVRMS,其由图6所示数据曲线拟合度决定。方程式10可以表示为:[图片] 接下来,我们要确定GRC降噪电容的影响,这一点很重要。图10中曲线的最小测量噪声,让我们可以将方程式10改写为:[图片] 其中,求解VN(REF)×GRC得到2µVRMS。增加CNR会使参考噪声从19.5µVRMS降至2µVRMS,也就是说,在10Hz到100kHz频率范围,GRC从整数降至0.1(2/19.5)平均数。图11显示了CNR如何降低频域中的噪声。与图9所示小CFF值一样,更小的CNR开始在高频起作用。请注意,CNR最大值1µF表明最低噪声。尽管CNR=10Nf曲线表明最小噪声几乎接近于CNR=1µF的曲线,10-Nf曲线显示30Hz和100Hz之间有一小块突出部分。[图片] 图8所示曲线(CNR=1pF),可改进为图12(CNR=1µF)。图8显示CFF=100Nf和CFF=10µF之间几乎没有RMS噪声差异,但是图12清楚地显示出了差异。 图12中,不管输出电压是多少,CFF=10µF和CNR=1µF均带来最低噪声值12.5µVRMS,也即最小GRC值(换句话说,RC滤波器的最大效果)为0.1。12.5µVRMS值为TI器件TPS74401的底限噪声。噪声优化以后RMS[图片] 器件用于噪声敏感型应用时,利用大容量CFF电容确定这种器件的独有本底噪声是一种好方法。图12噪声曲线汇聚于本底噪声值。

其他技术考虑因素

降噪电容器的慢启动效应

除降噪以外,RC滤波器还会起到一个RC延迟电路的作用。因此,较大的CNR值会引起稳压器参考电压的较大延迟。
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老梁头
LV.10
8
2012-12-26 21:27
@老梁头
降噪电容器的慢启动效应除降噪以外,RC滤波器还会起到一个RC延迟电路的作用。因此,较大的CNR值会引起稳压器参考电压的较大延迟。

前馈电容器的慢启动效应

CFF利用一种机制绕过R1反馈电阻AC信号,而凭借这种机制,其在激活事件发生后VOUT不断上升时,也绕过输出电压反馈信息。直到CFF完全充电,误差放大器才利用更大的负反馈信号,从而导致慢启动。

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老梁头
LV.10
9
2012-12-26 21:28
@老梁头
利用一种机制绕过R1信号,而凭借这种机制,其在激活事件发生后VOUT完全充电,误差放大器才利用更大的负反馈信号,从而导致慢启动。

为什么高VOUT值会导致更小的RMS噪声

在图8和图10中,相比VOUT=0.8V的情况,VOUT=3.3V曲线的噪声更小。我们知道,更高的电压设置会增加参考噪声,因此这看起来很奇怪。对于这种现象的解释是,由于CFF连接至OUT节点,因此除绕过电阻器R1的噪声信号以外,CFF还有增加输出电容值的效果。图12表明,由于参考噪声被最小化,我们便可以观测到这种现象。
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老梁头
LV.10
10
2012-12-26 21:28
@老梁头
值会导致更小的RMS

RMS噪声值

由于TPS74401的本底噪声为12.5µVRMS,它是市场上噪声最低的LDO之一。在设计一个超低噪声稳压器过程中,12.5 µVRMS绝对值是一个较好的参考值。

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老梁头
LV.10
11
2012-12-26 21:28
@老梁头
RMS由于TPS74401,它是市场上噪声最低的LDO绝对值是一个较好的参考值。

结论

本文深入探讨了LDO器件的基本噪声以及如何将其降至最小,具体包括:

l       每种电路模块对输出噪声的影响程度

l       参考电压如何成为主要的噪声源(经误差放大器放大)

l       如何抵销经过放大的参考噪声

l       NR功能的工作原理

 谨慎选择降噪电容器 (CNR) 和前馈电容器 (CFF),可以将 LDO输出噪声最小化至器件独有的本底噪声水平。利用这种噪声最小化配置,LDO 器件便可保持本底噪声值,让其同非优化配置中常常影响噪声水平的一些参数无关。

 给电路添加 CNR CFF 时存在慢启动副作用,因此我们必须认真选择这些电容器,以实现快速升压。

 本文所述方法已经用于优化 TI TPS7A8101LDO 的噪声。在 TPS7A8101 产品说明书第 10 页,不管参数如何变化,器件都拥有恒定的噪声值。

参考文献

1、《可编程软启动3.0A超低噪声LDO》,发表于《TPS74xx》产品说明书www.ti.com/lit/SBVS066M

2、《低噪、宽带宽、高PSRR、低压降1A线性稳压器》,发表于

TPS7A8101产品说明书》www.ti.com/lit/SBVS179A

 

相关网站

电源管理:http://www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/analog/powermanagement/power_portal.page

TPS7A8101www.ti.com.cn/product/cn/TPS7A8101

TPS74401www.ti.com.cn/product/cn/TPS74401

 

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yang_2013
LV.2
12
2013-01-06 17:39
@老梁头
本文深入探讨了LDO

分析的好详细

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