C抵销放大参考噪声
本小节介绍一种实现最小输出噪声配置的有效方法。如图 7 所示,一个前馈电容器 CFF 向前传送(绕开)R1 周围的输出噪声。这种绕开或者短路做法,可防止在高于 R1 和CFF 谐振频率 fResonant时参考噪声因误差放大器增益而增加,其中:
输出噪声变为:
图 8 显示了RMS噪声相对于前馈电容 (CFF) 和不同输出电压设置的变化。请注意,每个 RMS 图线上各点代表上述电路状态下整个给定带宽的完整噪声统计平均数。正如我们预计的那样,所有曲线朝 30 µVRMS 左右的最小输出噪声汇集;换句话说,由于 CFF 效应,噪声汇聚于 VN(REF) + VN(Other)。
图 8 前馈电容对噪声的影响
图 8 对此进行了描述。CFF 值大于 100nF时,方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵销掉。出现这种情况的原因是,尽管低频噪声未被 CFF 完全抵销,但是低频噪声对 RMS 计算的总统计平均数影响不大。为了观察 CFF 的实际效果,我们必需查看噪声电压的实际频谱密度图(图9)。图9表明,CFF=10µF 曲线的噪声最小,但是某些频率以上时所有曲线均接近于这条最小噪声曲线。这些频率相当于由 R1 和CFF 值决定的谐振极点频率。R1等于31.6 kΩ 时计算得到的 CFF值,请参见表 2。
表 2 计算得谐振频率
|
CFF=10pF
|
CFF=1nF
|
CFF=100nF
|
CFF=10µF
|
fResonant
|
504kHz
|
504kHz
|
504kHz
|
504kHz
|
图 9 表明,50Hz 附近时,CFF=100 nF 曲线转降。5 kHz 附近时,CFF=1 nF 曲线转降,但是 CFF=10 pF 时谐振频率受 LDO噪声总内部效应影响。通过观察图 9,我们后面均假设 CFF=10µF 最小噪声。
降噪 (NR) 引脚的效果
在 NR 引脚和接地之间使用 RC 滤波器电容(CNR)时,GRC 下降。图 10 表明 RMS噪声为 CNR 的函数(参见图 5)。稍后,我们将在第三段“其它技术考虑因素”中说明这两条曲线的差异。
图 10 利用 10Hz 到 100 kHz 更宽融合范围,来捕捉低频区域的性能差异。CNR=1pF 时,两条曲线表现出非常高的RMS噪声值。尽管图 10 没有显示,但不管是否 CNR=1pF,都没有 RMS 噪声差异。这就是为什么在前面小节“放大参考噪声”中,我们把GRC被看作等于 1 的原因。
正如我们预计的那样,随着 CNR 增加,RMS 噪声下降,并在 CNR=1µF 时朝约12.5 µVRMS 的最小输出噪声汇聚。
CFF= 10µF 时,放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不计。因此,方程式 8 可以简写为:
正如我们看到的那样,VN(Other) 并不受 CNR 影响。因此,CNR保持 10.5 µVRMS,其由图 6 所示数据曲线拟合度决定。方程式 10 可以表示为:
接下来,我们要确定 GRC 降噪电容的影响,这一点很重要。图 10 中曲线的最小测量噪声,让我们可以将方程式10改写为:
其中,求解VN(REF) × GRC 得到 2µVRMS。增加 CNR 会使参考噪声从19.5µVRMS降至 2 µVRMS,也就是说,在 10 Hz 到 100kHz 频率范围,GRC 从整数降至 0.1 (2/19.5) 平均数。
图 11 显示了CNR 如何降低频域中的噪声。与图 9 所示小 CFF 值一样,更小的 CNR 开始在高频起作用。请注意,CNR最大值 1µF 表明最低噪声。尽管 CNR = 10 Nf 曲线表明最小噪声几乎接近于 CNR = 1 µF 的曲线,10-Nf 曲线显示30Hz 和100Hz 之间有一小块突出部分。
图8所示曲线(CNR= 1 pF),可改进为图 12(CNR = 1 µF)。图 8显示 CFF = 100 Nf 和CFF = 10 µF 之间几乎没有 RMS 噪声差异,但是图 12 清楚地显示出了差异。
图 12 中,不管输出电压是多少,CFF = 10 µF 和 CNR = 1 µF 均带来最低噪声值12.5µVRMS,也即最小 GRC 值(换句话说,RC滤波器的最大效果)为 0.1。12.5µVRMS 值为 TI 器件 TPS74401的底限噪声。
图 12 噪声优化以后RMS 噪声与前馈电容的关系
当我们把一个新LDO器件用于噪声敏感型应用时,利用大容量CFF和CNR电容确定这种器件的独有本底噪声是一种好方法。图12表明RMS噪声曲线汇聚于本底噪声值。