最大占空比计算

双管反激占空比可以大于50%,CCM下可以大于50%但是需要补偿.
常规我们说的反激最大也就在47%左右,不大于50%.
Dmax＝Vor/(Vor+VDCmin-Vds(ON))
其中,Vor为反射电压,80~135V,常规下取默认值110V,至于为什么,请看书.自己推导一下变知.
VDCmin指的是母线上最低直流电压,这个只与你的输入交流值有关.
Vds(ON)指的是开关管导通时开关管DS两端压降,在10V以下.与MOSFET的Rds以及你的负载有关,负载大的时候,这个压降会大一些,轻载的时候小一些.
所以,占空比怎么达到100%呢?

vor是不是在mosfet管关断时,原边感应出的反向电动势?能否介绍一篇文章,不胜感激

是的,一般叫反射电压.找本书多看看,多学习学习吧.

多谢

关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下.占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低.反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大.当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的.占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管.由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差.当占空比小时,开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率,但可改善输出电容的工作条件,降低发热.

占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V 输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的.实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量.现在由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至 800-900V的开关管.像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综合性能.PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位.但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右.这两种类型各有优缺点:
第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大.优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低.
第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些.优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些.

反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大 ,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路).在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个:
1、 采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等.
2、 如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比.降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度.一般反射电压在110V时比较合适.
3、 增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带.这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法.或者次级用三重绝缘线绕制,取消初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制.

以上,也是我引用一位高人朋友的话来回复您的帖子.
其实,关于反射电压,可以重新开贴进行讨论的.这个话题,这么多年以来一直在讨论,现在也是在炒剩饭.
我个人还是那个看法,80~135V,我之前推导过一次,默认取值110V.
这个大家可以回去仔细结合一下波形仔细推导一遍.

好帖关注中^^^^^^

是自己想的還是抄的
蠻不錯的

经典不错

你说说的Vor是等于Vo*N1/N2吗?

这是我的想法,也是前人,高人们的总结.也是我这么些年一些经验的总结.

我不知道该怎么回答你这个问题.
这里有一个先后问题,是先假设了Vor,也就是反射电压之后,才推导出后来这些参数的,比如N1,N2这些参数.
Vor是一个重要参数.我的很多帖子都有过详尽的描述.
你要问它等不等于Vo*N1/N2,数值上,它们确实是差不多的.因为严格意义上说,还有二极管压降以及次级绕组自身压降,大概加起来有1.3V左右的样子,所以应该是(Vo+1.3)*N1/N2.
另外,你却不要这样去理解.因为有一个先后的问题.是先假设了Vor反射电压之后,再确定其他的参数.
这个参数很重要.

v0,n1,n2,vor都是确定的了那这样,占空比岂不是也固定下来了?

可是,VO是固定的,N1,N2从哪里来?难道向普通工频变压器变比就是匝比?所以我强调有先后问题.
先确定反射电压之后,再去计算占空比,然后,才可以陆续算出其他参数,比如N1,N2.

你说的对,好好推导一下开通和关断时候的公式就会明白先后的问题.

请问多路输出反射电压与输入及变比的关系.比如我有一开关电源输入电压38V输出有5V,27V,正负12V,3.3V工作频率100K左右,请问方射电压如何计算.

在反激变换器中,副边反射电压即反激电压Vor与输入电压之和不能高过主开关管的耐压,同时还要留有一定的裕量Vspike.
反激电压由下式确定:
Vf=VMos-VinDCMax-Vspike,Vspike一般取值100~150V,这是一个余量.
反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定.所以确定了反激电压之后,就可以确定原、副边的匝比了.
Np/Ns=Vor/Vout
反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡,可以有下式:
VinDCMin•DMax=Vor•(1-DMax)  

这三个公式应该表述的很清楚了.这下大家也应该知道了我以前说反射电压一般取值默认110V是怎么来的了.

这里打错了,Vf就是我所说的Vor,就是反射电压.

多谢赐教,小弟有些不明工试中VMOS,VSPIKE,及DMAX的含意,望解释.

VMOS为主开关管的耐压,VSPIKE为电压尖峰,这DMAX为最大占空比.
拿一张反击变换的DS波形图,就知道了.

经典

请教大师个问题:当输入电压为全电压范围85VAC~265VAC时
很多人都把VinDCMin设计成90V 把反射电压VOR定为80V 而实际情况85×1.414＝120V 此时的VOR应该就是您所说的默认值110V
那请问上面的情况有道理吗

有道理.我说的是常规的220VAC下输入,默认取值110V.但是在110VAC输入的时候算法一样,但是取值不一样.这个时候DCMAX减半,MOS管最小漏级击穿电压也减半,最后经过计算大家会发现,这个反射电压也减半,所以取值大概在60V.当然,不是严格的,也没有严格限定的值.
至于这个值是怎么来的,我要详细的论述一下.

500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/45/1157613490.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/45/1157613564.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

以下的两张图非常详细的讲出了反射电压和其他值的关系.
VDCMAX＝VACMAX×1.414
开关管截至的时候,副边二极管导通,在副边绕组上的电压反射到原边变压器绕组,因此D脚高压,将是该反射电压Vor跌价在电网整流滤波后的直流输入电压上,当电网电压上升到最高的时候,D的直流电压接近最大值最坏的情况,即VDS=VDCMAX+Vor.除此之外,截至瞬间的D上,还有一个尖峰VSPIKE.正如这两张图片中所示一样.
为了不使电压尖峰超出MOSFET额定最小的漏极击穿电压BVDSS,有时候也加一个钳位电路,也就是通常下钳位二极管和阻断反接二极管D,一般推荐用齐纳二极管取代通常的RC阻容钳位电路,是由于起始瞬间它能够更有效的钳制漏感储能.根据经验,齐纳二极管的钳位电压额定值VCLO,必须比反射电压VOR大50%,所以齐纳二极管只钳制漏感储能,而不阻碍从原边到副边的开关电流变化.
由于漏感和快速形成的副边电流影响,有必要设置的这个边界限制电压值.而不必降低钳位电压,因为部分储存在磁芯中的能量将传送到齐纳管,以免惊人地增大齐纳管的损耗.通常规范钳位齐纳管的额定电压VCLO,是工作在低电流值的室温下.高压齐纳管有较强的正温度系数,并且有纯电阻性能,因此在大电流和高温条件下,VCLO会明显增大.实验数据表明,VCLM高于规范的VCLO约40%.即定义VCLM＝1.4VCLO
所以选用齐纳二极管的时候就应当作出考虑.另外,串连在齐纳二极管电路的阻断二极管,由于它的正向恢复时间会引起电压尖峰,故增加20V的余量是必须的,所以综合考虑所有因素之后,D最大电压值应该为:
VD＝VDCMAX+(1.481.5*VOR)+20
所以100、115VAC电源,VACMAX＝132V,VDCMAX＝187V,选择350VMOSFET,得到90V钳位齐纳管电压,反射电压为60V,边界电压17V.同样道理,230VAC的时候,选用700V的MOSFET,同样道理,得到发射电压135V,留有25V的边界限制电压值.
所以,我说默认下取110V的反射电压VOR,指的是220VAC输入.

唉,真是大师阿!佩服的无地头地,不过变压器的漏感为什么会随着占空比的变化而变化?还有你说的环路补偿问题,不是很明白

从头到尾,我都没有根据繁琐的公式去推算那个Ae,因为我觉得,如果刚开始学习就搞那些公式,难免使人陷入困局.所以我先从原理下手.
另外,等你做过项目之后你就会发现,其实,确实也不大需要严格推算一个所谓的窗口面积.为什么?因为常规下的电源产品,当然,我要指出是常规的,普通的,用的磁心都差不多,材质也相差无几,各个磁心材料的公司都有那么一个表格,某材质,某芯,100K时候大概可以做到什么功率,比如ER28/28,100K下,普通PC40材质,可做到200W.这就够了.
另外,算出来的归算出来的,实际中进行调试的时候却是另外一回事情.
比如气隙.反激变换需要气隙,气隙需要研磨,你算出的是精确值,但是厂家限于设备,工艺的问题,会有一些差距.但是,气隙本来就很小,1mm的差距,极有可能使你的调试陷入僵局.因为能量,就存储在气隙之中,大了不好,小了也不行.这个时候,你就会觉得你的计算完全没有用处.
这个时候就需要调节参数了.
但是万变不离其宗.知道原理,知道根本之后,就好办了.