电源适配器(Power adapter)是小型便携式电子设备及电子电器的供电电源变换设备，按其输出类型可分为交流输出型和直流输出型;按连接方式可分为插墙式和桌面式。广泛配套于电话子母机、游戏机、语言复读机、随身听、笔记本电脑、蜂窝电话等设备中。
改造墙式电源之准谐振QR能带来什么好处详谈
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@kissxiaolang
现在QR越来越多的用在反激电源中，俨然已经成了大趋势。QR的好处大家都知道，能提升效率同时减小EMI。这是书上说的。实际用过的人感觉并不一样。有人说效率根本没什么提升，甚至还不如CCM。也有人讲能提高效率5%。QR到底能提高多少效率呢？不知道有没有人做实验比较过，好像在坛子里还没有发现。类似的问题之前有人提出，但是没有什么反应。相信现在很多人都接触过了QR的设计方案，如今再把这个问题提出来，不知道大家有没有兴趣讨论一下~
先找个图看看 ~ 有人讲 QR（准谐振技术），可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声。实际上MOS管在开通时 Vds似乎并不是0。只不过电压处于相对的低位，也就是所谓的低谷。 当然，相对来说效率还是有所提高，EMI也会相应的有所减少
另外，这个谷底越低，就越接近于零电压。于是就有了要尽量提高反射电压Vor的说法 ~
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@kissxiaolang
先找个图看看~ 有人讲QR（准谐振技术），可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声。实际上MOS管在开通时Vds似乎并不是0。只不过电压处于相对的低位，也就是所谓的低谷。当然，相对来说效率还是有所提高，EMI也会相应的有所减少[图片] 另外，这个谷底越低，就越接近于零电压。于是就有了要尽量提高反射电压Vor的说法~
换一张图看的清楚些 ~
由上图看出，这个QR谐振是以Vin为中轴，以Vor为初始振幅，不断衰减的振荡。这个振荡的能量来自MOS管两端的电容Cp，或者叫Ctot。这个Ctot包括MOS管的输出电容Coss、变压器的寄生电容、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容，一句话 - 就是Vds两端看到的所有电容的总和。开始看到 Ctot 的时候有些不解，tot什么意思呢？ 后来想明白了，应该是 total 的缩写 ~
CCM模式下，由于初级电感上的能量没有全部传递到次级。MOS管开通的时候，次级的二极管上面还有电流。Vor一直存在，所以MOS管的Vds上没能出现振荡。MOS管开通过程中，Ctot上的电压由Vin+Vor变成 0。电容上的能量全部消耗在 MOS管上发热了，这也就是MOS管的开通损耗 turn-on loss（这里不讨论MOS管的 crossover loss）。其大小为
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@kissxiaolang
换一张图看的清楚些~ 由上图看出，这个QR谐振是以Vin为中轴，以Vor为初始振幅，不断衰减的振荡。这个振荡的能量来自MOS管两端的电容Cp，或者叫Ctot。这个Ctot包括MOS管的输出电容Coss、变压器的寄生电容、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容，一句话-就是Vds两端看到的所有电容的总和。开始看到Ctot 的时候有些不解，tot什么意思呢？后来想明白了，应该是total的缩写~[图片] CCM模式下，由于初级电感上的能量没有全部传递到次级。MOS管开通的时候，次级的二极管上面还有电流。Vor一直存在，所以MOS管的Vds上没能出现振荡。MOS管开通过程中，Ctot上的电压由Vin+Vor变成0。电容上的能量全部消耗在MOS管上发热了，这也就是MOS管的开通损耗turn-onloss（这里不讨论MOS管的crossoverloss）。其大小为 [图片]
参与振荡的电感是初级电感 Lp。 如果不受干扰的话，这个谐振会一路衰减下去直到消失。
Ctot上面的能量由原来的
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@kissxiaolang
QR模式下电源实际上工作在DCM模式，MOS管选择在Vds电压的低谷时开通。这样 Ctot上的能量损耗（也就是MOS管的turn-onloss）要小一些~所以，QR的实质是减小MOS管的开通损耗。[图片] 当时找来这个图是为了说明CCM与QR模式Vds电压的波形。没有留意电流的样子，看来似乎是有些错误。谢谢你指出来~
那么MOS管上的这个开通损耗有多大呢？我们来看一下PI 的AN，由功率损耗的估算表中可以看出，一个输出34W、效率 87%的普通反激电源，其MOS管的开通损耗是0.43W，也就是总功率的 1%多一点。QR模式下，即使这个开通损耗减小到 0，效率的提升，充其量也就如此。
到这里我们似乎得出了结论 -- QR作用于反激电源，其效率的提高不太可能有 5%那么多，（PI的例子中）最多也不会超过1.5%。实际上由于谷底的电压并非0，这个效率的提升还要再打折扣 ~
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@kissxiaolang
上面从PI的反激电源案例的MOS管损耗数据中，我们可以大致上了解QR模式对于反激电源的效率提升有多大的影响，但并非准确的计算。下面用一个实际的电源案例来具体的算一下~ 手上的这个QR反激电源用的IC是OB2361。严格地来说这颗IC只能说是带有QR功能的PWM控制IC.因为IC并不是始终工作在QR模式，只有在高压或是低压轻载时才进入QR，低压满载时则工作在CCM模式。当负载很轻时，频率会降低到二、三十KHz，以减小开关损耗，也就是所谓的FB（Frequencyfoldback）。OB2361的这些特点很好的适应了没有PFC的小功率反激电源。最大限度的发挥了QR的优点，同时弥补了低压时QR效率低的不足。
先帖上些波形图 ~ 如果用看图软件（例如ACDsee）一张张翻看，会很有趣 ~
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.1A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.2A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.3A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.4A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.5A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.6A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.7A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.8A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.9A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.0A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.1A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.2A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.3A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.4A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.5A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.6A
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@kissxiaolang
先帖上些波形图~ 如果用看图软件（例如ACDsee）一张张翻看，会很有趣~ Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.1A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.2A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.3A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.4A[图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.5A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.6A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.7A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.8A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.9A[图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.0A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.1A[图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.2A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.3A[图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.4A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.5A [图片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.6A [图片]
言归正传，分析一个实际的 QR反激案例。看看相比于固定频率的普通电源，QR的效率能提高多少 ~
输入电压：90 - 264Vac； 输出低压： 19V ； 输出功率： 24W
输入端的电解电容 Cin用47uF/400V。根据下面公式，可以算出最低 DC电压 Vin(min) = 88V
Dmax取0.46； 则反射电压
大家都知道，要想发挥QR的优势，Vor的取值越大越好。然而，没有PFC 情况下的全电压输入电源，由于低压比较低，Vor不可能太高。所以也用不着800V的MOS管。当然，如果舍得给钱的话，加大输入电容，则可以提高Vin。Vor也能相应提高。假设用68uF/400V的电容，Vin (min) = 102V ; Dmax 取0.48 的话，Vor = 94V 会高一些
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@kissxiaolang
言归正传，分析一个实际的QR反激案例。看看相比于固定频率的普通电源，QR的效率能提高多少~输入电压：90-264Vac； 输出低压： 19V；输出功率：24W输入端的电解电容Cin用47uF/400V。根据下面公式，可以算出最低DC电压Vin(min)=88V[图片]Dmax取0.46；则反射电压[图片] 大家都知道，要想发挥QR的优势，Vor的取值越大越好。然而，没有PFC情况下的全电压输入电源，由于低压比较低，Vor不可能太高。所以也用不着800V的MOS管。当然，如果舍得给钱的话，加大输入电容，则可以提高Vin。Vor也能相应提高。假设用68uF/400V的电容，Vin(min)=102V; Dmax取0.48的话，Vor=94V 会高一些
由于谐振是以Vin为中轴，以Vor为初始振幅，不断衰减的振荡。
Vor越大，则谷底（valley) 的电压Vds就越低。MOS管开通时刻，Ctot上的能量就越小，损耗也就越小 ~ Ctot上的能量大约为
轻载时的频率会降低，这是OB2361 IC的特性，以此来减小轻载时的开关损耗 ~ 不算是跳频吧
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@kissxiaolang
由于谐振是以Vin为中轴，以Vor为初始振幅，不断衰减的振荡。[图片] Vor越大，则谷底（valley)的电压Vds就越低。MOS管开通时刻，Ctot上的能量就越小，损耗也就越小~Ctot上的能量大约为[图片] 轻载时的频率会降低，这是OB2361IC的特性，以此来减小轻载时的开关损耗~不算是跳频吧
指教谈不上，大家一起讨论 ~ 首先觉的你的问题提的非常好，我之前没有想过这个问题。
1. 关于MOS管的关断损耗（crossover loss），之前有网友 总结过。请参看 
MOS管的开关损耗-反激式分析
对于上面的公式，我有不同的看法 。 个人以为公式中的电压应该是电源电压Vin，而不是Vds。
理由是 -- 反射电压Vor的出现，是在初级电流Ip停止、次级的整流管导通后，变压器上的能量在次级绕组中释放时候才产生的。换句话说 --- 初次级绕组上的电流不能同时存在 ~
2.提高Vor，势必要提高匝数比。但是，是以减小次级绕组来实现的。初级绕组的计算另有公式，相信你是很熟的 ~
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@kissxiaolang
指教谈不上，大家一起讨论~ 首先觉的你的问题提的非常好，我之前没有想过这个问题。1.关于MOS管的关断损耗（crossoverloss），之前有网友 cheng111[图片] 总结过。请参看 [图片]MOS管的开关损耗-反激式分析 [图片] [图片] 对于上面的公式，我有不同的看法。个人以为公式中的电压应该是电源电压Vin，而不是Vds。[图片] 理由是--反射电压Vor的出现，是在初级电流Ip停止、次级的整流管导通后，变压器上的能量在次级绕组中释放时候才产生的。换句话说---初次级绕组上的电流不能同时存在~2.提高Vor，势必要提高匝数比。但是，是以减小次级绕组来实现的。初级绕组的计算另有公式，相信你是很熟的~
1. 记得书上说 -- 初级电流截止后，变压器线圈的极性反转，次级的整流管才得以导通。如果初次级电流同时导通，那么极性到底是怎样的呢？
对这个问题没有仔细研究过，希望能有网友给些指导 ~
2. 匝数比提高、Vor增大，MOS管耐压的提高是必要的。所以看到的一些QR的介绍中，都讲要用800V的MOS管以发挥QR的作用 ~
对于第一点，我认为是这样的，次级线圈产生使次级整流管导通的正向感应电动势是在初级电流减少时就产生了，根据楞次定律可以作出判断。
网上看到的，不知道是否准确 ~
在 PI 的AN里找到了答案
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@kissxiaolang
1.记得书上说--初级电流截止后，变压器线圈的极性反转，次级的整流管才得以导通。如果初次级电流同时导通，那么极性到底是怎样的呢？ 对这个问题没有仔细研究过，希望能有网友给些指导~ 2.匝数比提高、Vor增大，MOS管耐压的提高是必要的。所以看到的一些QR的介绍中，都讲要用800V的MOS管以发挥QR的作用~对于第一点，我认为是这样的，次级线圈产生使次级整流管导通的正向感应电动势是在初级电流减少时就产生了，根据楞次定律可以作出判断。网上看到的，不知道是否准确~[图片] 在PI的AN里找到了答案 [图片]
接下来要搞清楚Ctot到底是多少， 前面帖子里讲了- 这个Ctot包括MOS管的输出电容Coss、变压器的寄生电容、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容，也就是Vds两端看到的所有电容的总和。其中输出电容Coss可以在datasheet中查到，但是通常只给出了 25V时候的数值。与实际 MOS管开关时的300~400V，还是有不少出入。
网上看到 樊永隆先生的“确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法”一文中提到 “ 用25V的数值来计算，不会有什么影响 ” 的说法，个人以为不太靠谱。
下面是（本案例中使用的）MOS管 4N60的datasheet 中的Coss参数，及随电压的变化曲线 ~
由上图可以看出Coss的数值，在电压上升到25V以后继续减小，到 300~400V时有可能少了一半。估计大概有50~60pF的样子吧。查看了一些大电流的MOS管，其Coss随电压的变化趋势都差不多是这样 ~
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@kissxiaolang
接下来要搞清楚Ctot到底是多少，前面帖子里讲了-这个Ctot包括MOS管的输出电容Coss、变压器的寄生电容、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容，也就是Vds两端看到的所有电容的总和。其中输出电容Coss可以在datasheet中查到，但是通常只给出了25V时候的数值。与实际MOS管开关时的300~400V，还是有不少出入。网上看到樊永隆先生的“确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法”一文中提到 “ 用25V的数值来计算，不会有什么影响”的说法，个人以为不太靠谱。下面是（本案例中使用的）MOS管4N60的datasheet中的Coss参数，及随电压的变化曲线~[图片] [图片] 由上图可以看出Coss的数值，在电压上升到25V以后继续减小，到300~400V时有可能少了一半。估计大概有50~60pF的样子吧。查看了一些大电流的MOS管，其Coss随电压的变化趋势都差不多是这样~
如果假设 Coss在 Ctot中占到超过一半或是80~90%的话，可以忽略其他的寄生电容、分布电容等等，用 Coss来当做Ctot计算MOS管开通损耗。不过，这是纸上谈兵的做法。
如果电源已经做好，能够观察波形的话，便可以得到 QR谐振的频率，进而准确的计算出Ctot的大小。 下面先来看看谐振的频率~
DCM模式，次级电流截止后，参与初级电容 Ctot 振荡的是初级电感 Lp。 而之前产生尖峰的是漏感 Lleak。（这个大家都很熟悉了）
这个谐振的频率可以写成
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@kissxiaolang
如果假设Coss在Ctot中占到超过一半或是80~90%的话，可以忽略其他的寄生电容、分布电容等等，用Coss来当做Ctot计算MOS管开通损耗。不过，这是纸上谈兵的做法。如果电源已经做好，能够观察波形的话，便可以得到QR谐振的频率，进而准确的计算出Ctot的大小。 下面先来看看谐振的频率~[图片] DCM模式，次级电流截止后，参与初级电容Ctot 振荡的是初级电感Lp。而之前产生尖峰的是漏感Lleak。（这个大家都很熟悉了）[图片] 这个谐振的频率可以写成[图片]
前面我上了些MOS管的开关波形。由下面的波形图可以测量出，谐振的周期大概是3.2us（我自己在显示器上放大了用尺子量的，5us一格）。
已知初级电感 Lp=1.4mH，则根据频率公式可以推算出电容Ctot
如果我上面的计算没有错误的话，看来电容Ctot要比MOS管的Coss大不少啊 ~ 也可能是我的变压器绕得太差劲了
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@kissxiaolang
前面我上了些MOS管的开关波形。由下面的波形图可以测量出，谐振的周期大概是3.2us（我自己在显示器上放大了用尺子量的，5us一格）。[图片] 已知初级电感Lp=1.4mH，则根据频率公式可以推算出电容Ctot[图片] 如果我上面的计算没有错误的话，看来电容Ctot要比MOS管的Coss大不少啊~ 也可能是我的变压器绕得太差劲了
OB2361在低压满载的时候，频率固定在 50KHz, 工作于CCM模式。高压的时候工作在QR模式，频率会相应地升高，最高频率 90KHz。这里我们用一个固定频率 50KHz 的普通反激电源（低压满载CCM，高压DCM)来与之做比较。比较一下高压 Vin = 360V 时的MOS管开通损耗。 已知 Vor= 75V ； Ctot = 185pF
普通反激电源高压时，工作在 DCM模式，频率 50KHz。MOS管上的开通损耗功率为
QR反激电源高压时，工作在 QR模式，假设频率上升到 75KHz。MOS管上的开通损耗功率为
两者相比，QR模式下的功率损耗要比DCM模式小 ~
0.87W-0.58W=0.29W
0.29W 对于24W的电源来说是1% 多一点，如果考虑到由于频率上升而增加的变压器损耗和MOS管的关断损耗，实际的效率提高就不知道有没有1% 了
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