碎碎念

真推挽，就像这样！

拉锯看像推挽，其实都只是拉

这图配的  哈哈

交流电，其实就是旋转的纯直流，绕组，就是那么一套，单相是它，N相也是它。

多谢捧场

锯子再锋利，锯硬物时还是需要用点压力，这压力只由拉者来负责我想大概还行。

但对方即使不推，也要随动吧（那就相当于 甲乙类），总不能迟滞脱节甚至僵住不动，此乃起码条件，否则就不单『交越失真』，而是根本成不了事。

电力调控，线性跟开关当然是两个族类，但其骨干架构近似，性能也略同，

市电整流后，经滤波而成为纹波直流电，APFC的研发，就是要避开传统方案的箇疾，如果在 Ui 加电容或电抗器，APFC就没有意义了，

在开关式电源中，滤波电感的量值比工频电抗器小太多了，单靠这个电感，不管怎样操控都无法把工频脉波碾平的，那么，在 Uo 处加个电容吧，

但是，在串联拓扑中，Uo 跟Ui 是直接顶牛的，电容一加，buck 就废了，而在并联架构中，Uo 若不加电容也是能boost的，只是 boost 不出像样的直流电来，

论到EMI，buck 的开关管位于主干道，电网必然会被斩波，二极管续的是负载之流，无济于事，而 boost 拓扑的开关管与负载是并联的，任何时候总有一路可通，电网的扰动按理该比 buck 小得多，

以线性模式运作，由于串联环路电流处处相等，扰动性负载会使电网也骚乱，并联稳压以分流手段调整，管子跟负载差动，干线电流几乎不变，电网负荷等同固定，负载压降不会飘忽（音响发烧友认为 用并联稳压供电 才能令音响系统体现最好音质，我想就是这原因吧）。

只有钳位（并联），才能兼治供电及负载两种变化，而图示的这种所谓串联稳压，其本质应为 扩流式稳压管（并联）稳压法。

没错，随动。

在这电路中，三极管的三个极皆被 交流接地，

此拓扑可滤纹波，但稳不了压，对于供电的波动，此拓扑是『共集极』，加上稳压管就成为「串联」稳压电路，但对于扰动性负载，这架构却是『共基极』，扰动会窜进电网。

二极管的『有源』作用

有源器件只是能量处理器 而非能量发生器，二极管没有增益，但它的 平方率 特性，可使被讯号扭曲的载波转化为调幅包络波，

就像这图所示，图左是二极管的伏安特性，红框中的就是 有源区，图右是以正弦波为讯号的范例，可见到 正半周区的载波鼓了，而负半周区的载波则瘪了，调幅波生成。

抓住反电势，是效果最好的简易稳速法，当马达负荷加重时，A点电压会略微升高，

雅玛哈 研发的YST音箱，号称引入了『负输出阻抗』，说穿了其实就是把喇叭当成马达来玩伺服，

这个『负输出阻抗』在市电中老早就用上了，复励发电机中那个串激绕组提供了附加磁场，使负荷加重时能多发些电以抵偿线损。

负反馈

对 输入、输出 阻抗的影响，因方案而异，但 扩阔带宽 的作用却无一例外，

三极管也好、运放也罢，其实都是跨导器件，功率增益的主导者，是电流，

输入行程（图中那橙色线）与跨导（在运放中可视为开环增益）是固件参数，无法更改，

开环运作时 严禁超行程输入，Xi 的大小全赖人为操控，闭环时却必须超行程输入，否则，器件能力和电源电压皆被严重浪费，

负反馈，其实就是透过基本的电学法则，按照跨导 瓜分XF，使得 Xi 可既不超程、又能因应幅频特性而自动适配 以实现拓展带宽的效用。

根据学术界的惯例，在 “负反馈放大器” 章节中论及的电路，所用的反馈元件只有 电阻 一种，带宽、增益与非线性失真 的改善，是放大器的基本需要，这些 效果 的体现，正正有赖于纯阻性的反馈链路，

跨导，是固件参数，负反馈改变幅频特性，实际上就是根据开环增益调整Xi，如果你想放大的只是正弦波，可以手动控制 Xi ，而对于语言、音乐或任何非正弦信息，可插入 跟 Ao 特性相反的带阻网络，但要做到自动适配及自我稳定，就得闭环才行。

波德图 反映的，是元件或电路的 开环特性，开环的系统是不会自激的，

我以为，元件自身的终极频限，是取决于半导体材料的电荷迁移率与PN结的反应速度，令元件（及电路）频限大大下降的，是寄生电抗。

此图中所示的幅频特性没有零点，但即使有，也不会造成自激，导致自激的，总是极点，负反馈深了反而容易自激，为甚么？！

在振荡电路，正反馈愈强，起振愈容易，振幅也愈大，这不难理解吧，好咧，你拿负反馈信息来把它再反个相，不就负负得正，成了正反馈吗，负反馈愈深，倒相所得的正反馈也就愈强，

因为系统 主零点 的相移只有 +90°，故不会造成自激，但多级放大电路的高端相移可达 -90[1+n]°，当相移正好达到 -180°，就等同于倒相，如果反馈系数为1，则只需 0db 的增益就足以振荡起来！

在此图中可以见到，该电路的相位裕量大概是 15°，接成 “跟随器” 还勉强可不自激，但线性运作会超调抖摆，输个方波进去，会有过冲甚至轻度震铃。

负反馈系统的相位裕量应该有 45° 甚至更多，为甚么？！

据说，良好的阶跃响应需要较大的相位裕量，但又有说若裕量过多，系统会反应迟钝，

反正就是，相位裕量小，系统易发飚，这点我不怀疑，但 45° 的理据何在，具针对性的解释一直找不到，

而今天我忽然想到，任何带通网络都有 3db带宽，3db 就是对应于 45°，所以，对于负反馈放大器而言，-[180±45]° 就是「相移振荡器」的 3db区域，离开此区域，自激的风险才可杜绝！

白炽灯灯丝的烧断，跟BJT的二次击穿类似，都是因为应力集中，

当应力集中的状态不能及时消解，就会进入恶性循环且迅猛发展，瞬间破坏！

共模斥拒比 是差分拓扑的重要指标，但所谓斥拒，不过是两个输出端的平衡状况不会被打乱，对调幅效应是不管用的，

但如果作调幅器来用，共模斥拒性能的好坏就关乎讯号调制到载波后的保真程度，欲作调幅之用，则差分电路的射极配置只能是有源器件，

调制讯号、电源的波动及杂讯 都是共模讯号，有源器件的单向化作用，既能为调制大开方便之门，又可使电路的电源抑制性能得以保持。

稳压管必须恒流才能把压稳好，

看图中左边那个电路，以恒流元件替代R，只能是作基准之用时才合适，带负载时，R 应该跟负载阻抗同步增减。

基准，只应该是参考电平的提供者，不要成为误差处理机构的电流通道，基准受冲击，就准不了！

Rs 实际上也是 Vo 的负载，负载电流比 IE2 的扰动少得多，地脚电流中 IE2 的份额愈小，参考电压就愈稳定；

很多电器的功率比稳压管能处理的大得多，强电的传输有赖于功率链路，链路不稳健，基准再好也枉然，

负反馈系统本身就可自稳，犯不着寻求基准协助，问题是，如果 T2 的射极直接落地，则反馈系数要很小，Vo 才会高，反馈系数太小，Vo 的波动就大，

基准咋优秀，也无法提升功率链路的品质，蹩脚的基准却必然坏事，自身不坚，何以为准，但我认为，让电路能在深度负反馈条件下取得高输出，才是基准的存在意义。

本级电压增益取决于 跨导和负载阻抗，级联增益则视乎各级有源器件的规格（若非变压器耦合，前级 Ic 不能小于后级 Ib），

像 21楼 这样的电路，以恒流元件替代 Rc 有三好，T1 损耗可大减，T2 可选用功率较小的管子，系统对供电的波动有了抑制能力，但带负载能力差了，

稳压，钳位是根本，反馈，建基于扩流架构，但对于 电源抑制比跟负载调整率 的矛盾，依旧无计可施，如果你想改善负载调整率，就应该让 Ib1=[Io/β1]，那么，恒流元件就要可调。