看IGBT的C极谐振图，猜猜那种情况下会容易炸机

图四与图五，都是放置同样的430锅，猜那一个图距离是最危险的。

1.只要加在IGBT的上的电压、电流不超过限值，都不会炸机，除非是谐振电容在没有放电至零的状况下，特别是离零电压较远时IGBT开通，造成管耗极大而瞬间炸机。

2.要长期安全可靠使用，IGBT的电压、电流富裕量必须放足。裕量不足的，特别是那些满额使用的特别容易损坏。

3.单管模式的主要问题是电压击穿功率管。因此过电压保护必须超前，在过电压来到之前提前关闭激励让功率管停止工作是最有效的办法。

4.锅与线盘间的距离有经验可以借用，没有的话自己多试几次就知道了，加上改变线圈的圈数与之配合，目的是做到电路阻抗及磁路阻抗的匹配，可以获得最佳的工作状态和最高的热效率。

给大家说明：      首先要搞清楚，在家用的单管并联模式的逆变器下，LC并联振荡回路，其一直是处于谐振频率下工作，而不随IGBT的开关频率的变化而变化。谐振频率是由线盘与锅具的等效电感L，与谐振电容C决定。

同理，LC串联回路，也是一样。请看下图：

通过上面三个功率，我们可以知道，即使随着PWM的导通时间增加，但LC的谐振频率是几乎不变的。还有从三个图，我们发现，电容的上升沿时间T1要比下降沿时间T2要短，而且T1与T2在各不同的开关频率下都是一样的，例如，1600W的T1等于2600W的T1，其这可以反映出，电容对电感放电时，存在反向的电动势，使电容充电快于放电。

第二点，我们搞清楚这个概念：

无论串联谐振还是并联谐振，当开关信号频率f1（输入信号频率）等于谐振频率f0，此时谐振电路的电抗都会变成纯阻性，只是这个阻值不同而已。串联谐振为R，阻抗值达到最小；并联谐振为Q*Q*R或者为(L/R)*C，因为谐振时的Q=(根号(L/C))/R，阻抗值达到最大。请看图1。

并联谐振：当f1 > f0时候，LC并联电路的阻抗呈现容性。

串联谐振：当f1 < f0时候，LC并联电路的阻抗呈现容性。

我们做电磁加热电源，都有一个经验，就是不能让LC回路工作在容性区域，而是工作在弱感性区域左右，这样才能让IGBT安全工作。

而我原来探讨过一个问题，为何在单管并联电路，某些锅具与线盘之间的间隙比较小的时候，会造成容易炸机。就是因为距离近容易让LC回路工作在容性区域。请看图2。可以发现f1 > f0，所以，这样是会导致炸机的。

这里衍生了另一个问题，暴露了我们目前家用同步电路的缺点，同步电路的作用应该是侦测一个完整的谐振周期结束后，再反馈给芯片，让芯片安全导通IGBT，但由于距离的变化，这时的同步电路出现提早的误触发，导致IGBT提前导通。如果同步电路还是正确地检测了一个完整的谐振周期后，再反馈给IC，IC再导通IGBT，即使这么小的距离，也应该可以安全工作的。

因此，在并联谐振电路，当f1 = f0，我们可以获得这个逆变电源最小的输出功率，也就是我们家用电磁炉常说的最低连续档。

        在串联谐振电路，当f1 = f0，我们可以获得这个逆变电源最大的输出功率。

图1：

图2：

第三点，我们需要讨论以下问题：

      1）客户的原样机用的是线圈盘110uH，谐振电容：0.27uF；

　　2）我们现在用的是线圈盘68uH，谐振电容：0.4uF.

     第二种情况，线盘的发热比较利害，究其原因，请看下面的分析。

LC并联谐振电路的总输入阻抗

Y叫做导纳，它就是阻抗Z的倒数。

分子与分母同乘以 ( jwL-R ) ，经整理得：

公式：4-46

使虚部为0，从而使Z的模最大。

可得谐振频率与L，C大小的关系，

当谐振时，由公式：4-46 ，虚部为0，可得并联谐振时的阻抗。

 公式：4-52

由于品质系数LC谐振电路（无论是串联，还是并联）的品质因数Q：

代入公式：4-52 可知道阻抗与品质系数Q的关系。

因此，如果希望谐振时的阻抗值最大，就需要尽量增大L，减少C。

谐振时，输入电流谐振电路的总电流降到最小Io，大小为：（注意：这是总电流，L与C的支电流并不等于Io，且并非最小）

其中Um为LCR并联谐振电路两端的直流电压值。

电感支流与电容支流的电流瞬时值分别如下：

经过化简后，得：

由此可见电感和电容支路的电流很大，均等于电路品质因数Q倍的输入电流Io。而Io又却是两者矢量合成后的值，由于两者方向相反，反而Io很小，这一点理解起来却是有一定的难度。可以借助下图帮助理解。

 所以，我们经常发现线盘发热厉害，或者谐振电容发热厉害，这时候就需要考虑加大Q值，从而减少谐振电感与电容支路上的电流值。

你说了那么多，实际上做单管的都知道一个简单的原理：

等谐振电容放光电后来激励是安全的，在小功率时谐振电容没有完全放光电，还有点残余电压，此时来激励脉冲也是可以的，因为电容上的残余电压不高，放电电流不是很大。

如果再要做小功率只能是用间隙加热的方式，目的是避免在过高的电容残余电压时来激励脉冲，导致损坏功率管。

我这样解释是很简单而通俗易懂了吧，不必用公式作复杂的计算。

关注第四个问题：如何确定L，C，线盘与锅的间隙S的关系。

在LCR并联谐振电路中，线盘与锅的间隙S会影响到线盘与锅体耦合后的等效电感量与电阻大小。

304锅体与线盘的距离越近，其等效电感量越小。

430锅体与线盘的距离越近，其等效电感量越大。

两者所引起的谐振频率变化是相反的，从而导致IGBT的开关频率变化也是相反的。

但两者都使等效电阻变大，这点可以从放锅后在一定时间内测量到的谐振波形个数变小，得到印证。

因此，线盘与锅的间隙S的多少最大影响的是等效电感量。我们时常会遇到在市面上买回来的线盘，让其输出某个最大功率P时候，会由于超过IGBT的反向电压值1200V，而限制了PWM的大小输出，导致不能输出P，这种情况特别在430锅体中出现。但我们并不想增加谐振电容C(因为增加C会使在最低连续工作功率中，IGBT发热严重)，或者修改线盘电感量大小（因为小厂不想订做线盘，买现成的便宜）。那这时候，就可以改变线盘与锅的间隙S，这是变相地修改了线盘电感量的大小，例如从15mm,修改成11mm。我们会问这个距离可以缩小得有多小呢？因为对于430来说，等效电感量变大了，谐振频率变小了，从而把IGBT的反向电压值拉低了，在相同的输出功率情况下。而反观304来说，等效电感量变小了，谐振频率变大了，从而把IGBT的反向电压值拉高了，在相同的输出功率情况下。所以这个是一个带有矛盾的方法。因此，如果在最大输出功率下，304锅体的IGBT的反向电压值有余量的情况下，可以使用这种方法来弥补430锅体加热上的不足。

下面跟大家分享一下，找到一种锅体，可以把线盘与锅的间隙缩小到不到2mm，还可以照常加热。因此，我们可以打破一种常规的忧虑：“线盘与锅的间隙必须大于某某距离。”

   调整线圈的匝数，是为了电路阻抗的匹配。调整锅与线盘间的距离，是为了磁路阻抗的匹配。二者的匹配做好了，能达到最大的功率和最小的功率管损耗。

   如果对这二点还不能理解，你再把高中电学中的电磁感应部分再去细读和领会。

   如果要根深蒂固的理解，一辈子也不忘记，在功率管与线圈间用一个变压器进行匹配，到时你会对一切晃然大悟的，原来是如此的简单，高中电学部分把基本的精华都包含进去了。

关注第5个问题：

       手头上拿到一个共膜滤波电感，它能够通多大的电流？刚遇到这个问题的时候，我第一时间想到的是这个电感的材质：铜，这个电感的线径为：1.6mm，得出面积为2平方mm，再找到一个数据，铜的电流密度为：3.5A~4A/平方mm，因此得出结论，这个共膜滤波电感只能通8A电流，否则会烧断。但实验证明，其可以通28A的电流都没有问题，只有稍微的热量。因此，我反思了一下，纠正了我原有一些的误解，对共膜滤波电感有了如下新的认识：它简单来说就是相当于一根能够滤波的保险管。如果把共膜滤波电感的导线弄成直线，放在电路上，它就是完完全全就是一根保险管。

电感的发热，来自其功率损耗。

在其两端的压降UL又等于：

  公式（一）

因此电感的电感量越大，UL就越大 ; 在输入功率Pi恒定情况下，输入市电Ui越小，UL也越大。

电路如下：

通过使用功率计，查看Pi，Ui，Ii ，然后再配以万用表的交流电压档测量UL进行验证。

得出的数据表：

从上表可以看到，在输入功率差不多，频率为50hz的情况下，电感两端的压降UL随市电电压Ui的降低而增加，从而根据公式计算，其损耗功率PL越大。

结论：我们得到一个共模电感后，要关注两个参数：

a.电感量, 为了衰减干扰的频率信号。

b.其可以承受多大的损耗功率，所产生的温度低于铜线被包裹的塑料皮的安全温度。对于这个问题，本人有以下见解：根据铜的电流密度4A/平方mm, 对于2平方mm的铜线就可以通8A额定电流，根据上面使用数字表测量得到R=14欧姆，所以这根铜线的额定功率为：8*8*14= 896W。这样不知道是否正确，如有其它意见可以提出。

但从上面的表格也出现了计算与测量的矛盾数值：

如果根据上面的公式（一）：分别代入Pi = 4800W,Ui = 250V;

                                                   Pi = 4900W,Pi = 220V;

                                                   Pi = 5000W,Pi = 180V;

分别可得到：UL = 27V,

                  UL = 32V,

                  UL = 39V,

这与万用表测量到的数值有出入，难道是加了电容的缘故？而且如果计算值是电感两端的压降，那么这个值就偏大了，一般这个压降是控制在市电值的3%之内，那么也就是6.6V.

那么把对应的输入电流带入，可得到损耗功率为27V * 20A = 540W , 32V * 23A = 736W ,39V * 28A = 1092W , 与上面计算的额定功率896W相比，还是蛮接近，那么应该在市电为180V，28A时，应该会比较热，但发现煮了半个小时，热量不烫手。所以，这个地方还是值得继续思考。

同理，也可以对整流后的滤波电感的发热问题进行分析思考。

很简单的事给你搞复杂了。

搞技术就是要把复杂的理论通过实践变为简单、通俗、易懂、便于制造的生产手段及工艺。

好贴！要顶！

你觉得搂住说了这么多是啰嗦?我认为这才是精化,比其他光说不练强很多.

你说的只是知其然  而不知其然.

对这才是真正做产品。