解决反激多路输出交叉调整率的一种方法

在仿真原边反馈电路时发现辅助绕组上的电压会随负载的加重而一路飙升（从十几伏升到几十伏），反激输出绕组（辅助绕组也属输出绕组）最多等效于正激拓扑只能降压而不能升压所以怀疑是初级漏感造成的影响。最初采用的方法是在辅助绕组中串联一个开关管借鉴原边反馈延时采样的原理延时开启这个开关管避开高压震荡区，仿真的效果也不错辅助绕组上的电压VCC几乎不受负载的影响不过要是用于多路输出在每一路上都增加一个开关估计没多少人愿意接受。

既然怀疑是初级漏感那么就想办法消除掉其所带来的不利影响，正常情况下初级漏感能量是不能传递到次级的但是通过观察MOS管的Vds波形会发现Vds波是一个震荡（漏感跟寄生电容谐振），当发生震荡时在某些时刻电流会反向此时的反激变压器就充当正激变压器的作用并将能量传递过去。为阻止这个能量传递在变压器初级串联一个二极管这样Vds波形就不会发生震荡了，然而仿真结果并没有改善交叉调整率的问题，或许不是初级漏感的原因？干脆在仿真中去掉漏感（仿真的优势，可以使元器件理想话）结果交叉调整率的问题还是没有改善，看来影响反激多路输出的并不是初级漏感或者初级漏感并不是主要原因。

漏感是一方面，根源应该还是变压器耦合问题。

纯变压器而言，电压只与匝比有关系，一个次级的绕组电压不变的情况下，其他绕组（注意同名端）与这个不变的绕组应该是成比例关系。

在实际应用用，次级主绕组的电流越大，其他几个绕组的电压跟着越高，比例越跑越偏了，所以一般做法是尽量多根细线绕次级的输出，增加匝与匝之间的耦合。

接下来只剩下一种可能——次级漏感（或称寄生电感）的影响，图1是一个三路输出反激

                              图1 三路输出反激电路

为了对比分析，将三路的匝数都设为14匝漏感都为2u，第一路负载1欧姆第二路负载10欧姆第三路负载1000欧姆，仿真结果如下

                                                  图2 三路反激仿真波形

图2中同样的三路只因负载不同输出电压相差甚大，图中的漏感前级电压Ufo1红圈处有个高台阶电压接近50V左右，而三路输出最高的一路电压为40V多些这比较符合了正激拓扑只能降压的特性，那么问题就应当是出在这个高压台阶上。

反激电路有两个特点其一是输出电流是断续的，通过图中的漏感电流就可以看出，其二是输出电压是由负载决定的。当漏感电流为零或很小时在短时间内可视漏感为无穷大负载那么图中的高台阶电压主要是初级RCD吸收钳位电压减去VCC电压反射过来的（经换算确实电压比等于匝比），这样我们就可以通过两种方法去消除这个高压台阶。

方法1在主开关Ton信号关闭前使第一路（重载）中的漏感有电流，为实现这个功能引入一个电路暂称其为引流电路，见图3

                                图3 加入引流电路的多路反激

其工作原理见图4

                                          图4 加入引流电路后的多路反激波形

图4中在PWM1信号关闭前PWM2信号工作（引流电路）在PWM2信号关闭时引流电路产生一个正向电压迫使漏感产生电流，在PWM1信号关闭时漏感已经为低阻态，此时漏感前级电压Ufo1主要受输出电压Uo1的钳位，见图中的Ufo1电压最高台阶电压已降到20V以下。

这种方法并不实用其一需要很精确的PWM信号控制，其二引流电路要产生很高的电压才能迫使漏感产生电流，不过图中的三路输出电压证明思路是正确的，通过降漏感初级电压Uof1可以改善反激多路输出的交叉调整率。

方法2 对前级进行电压钳位从而限制Ufo1的电压，在一些资料和论坛中都有人提到过这个方法。第一种方案是通过加大RCD吸收来钳位，这种方法效率太低并不实用。第二种方案是加LCD无损吸收钳位，这种方法在负载动态变化的情况下效果不一定会好。其实还有一种比较理想的方案并未见到有人提及（可能知道的不想说，想说的不知道）那就是有源钳位，见下图5

                                图5 有源钳位反激多路输出

与通常的反激有源钳位用法略有不同，在反激有源钳位中目的是为了实现软开关这里的目的就是纯粹的钳位将Vc-Vcc电压钳位在略高于反射电压的程度上。加了有源钳位有几个好处：1初级漏感的能量可以被吸收并传递到次级，2为无损钳位不影响效率，3可以提高变压器的匝比从而降低输出二极管的反向耐压要求，4钳位电压精度高（或许可以直接实现无反馈的原边控制）。

                                                 图6 有源钳位多路反激仿真波形

图6中钳位电压Vc-Vcc设置为100V次级的实际漏感前级电压Uof1为13V左右，比值结果接近于匝比96/14。当Ufo1被钳位在13V时也就决定了各路输出的电压上限不会超过13V（包括空载），轻载一路电压飙升的问题就解决了，重载的一路由于有次级漏感的分压作用电压值会随着负载的加重而降低，而一般次级漏感都不大所以其所带来的影响并不严重。下面的是第一路负载动态变化的仿真图。

                                               图7 未加有源钳位的动态仿真波形

                                                 图8 加了有源钳位多路动态仿真波形

图7是未加有源钳位的多路反激，占空比固定开环控制，第一路Uo1负载由20欧姆线性变到1欧姆，图8是加了有源钳位的多路反激其它条件同图7的一样，图8中第一路负载的变化对其它两路并未造成影响，当负载不是很重的时候输出电压变化不大当负载达到一定程度后漏感的分压作用开始突显输出电压开始下降。

这种有源钳位法可以改善反激多路输出交叉调整率的问题，如果有更高精度要求的那么只能从变压器入手，如何改进变压器也是解决多路输出交叉调整率、原边反馈、变压器漏感等的终极解决方案。

充分利用漏感是改善交错调整率的好办法之一。例如LLC半桥的交叉调整率就很好。

有源钳位法可以改善反激多路输出交叉调整率，确实。

                                     图9 “ LLC半桥”与有源钳位

图9中的（1）是十路反激帖子中的电路（2）是普通的有源钳位，比较二者的区别就在于电容C一个串在主电路中一个并于主电路中，二者钳位环路是相同的都是由电容C、漏感Lr、电感Lm、钳位开关构成。

增加次级匝间耦合恰恰不能改变次级的交叉调整，，辅路输出要离主路输出远点，，主路的轻重载对辅路就会小点，，