图所示为一个使用INN2605K设计的低成本12 V、2 A电源的电路图。这款单路输出设计达到DOE 6级和EC CoC 5标准。InnoSwitch-EP器件所具有高集成度可将元件数从50个以上减少到仅39个。
桥式整流管BR1对AC输入供电进行整流。电容C2和C3对整流AC输入提供滤波，与电感L1一起形成π型滤波器，对差模EMI进行衰减。电容C14连接到带输出共模扼流圈的电源输出端，有助于降低共模EMI。
热敏电阻RT1可在电源连接至AC输入供电时限制浪涌电流。
输入保险丝F1可防止电源中任意元件的严重故障所导致的输入电流过大。变压器初级的一端连接到整流DC总线，另一端连接到InnoSwitch-EP IC (U1)内MOSFET的漏极端子。
由二极管D2、电阻R1和R2以及电容C5组成的低成本RCD箝位可在U1内的MOSFET关断的一瞬间立即控制U1的峰值漏极电压。箝位有助于耗散存储在变压器T1的漏抗中的能量。
InnoSwitch-EP IC具有自启动功能，当首次AC上电时，它使用内部高压电流源对BPP引脚电容(C6)进行充电。在正常工作期间，初级侧控制器从变压器T1的辅助绕组获得供电。辅助（或偏置）绕组的输出端由二极管D1进行整流，并由电容C4进行滤波。电阻R3用于限制提供给InnoSwitch IC (U1)的BP引脚的电流。
输出调整通过采用ON/OFF控制来实现，使能开关周期的数量根据输出负载进行调整。在重负载下，大部分开关周期都被使能；在轻载或空载下，大部分周期都被禁止或跳过。一旦周期使能后，MOSFET将保持导通，直到初级电流逐渐增大到特定工作状态的器件限流点。该IC设定了四种工作状态（限流点），以使初级电流开关模式的频率分量保持在音频范围之外，直到轻载时，变压器磁通密度以及因此产生的音频噪声都处于极低水平。
InnoSwitch-EP IC的次级侧提供输出电压、输出电流检测并驱动提供同步整流的MOSFET。变压器的次级分别由二极管D3整流和由电容C12及C11滤波。开关瞬态期间的高频率振铃通过缓冲器（电阻R6和电容C9）降低，否则高频率振铃会产生辐射EMI。
为降低二极管D3中的耗散，同步整流(SR)由MOSFET Q1提供。Q1的栅极由IC U1内的次级侧控制器根据绕组电压（通过电阻R7检测）进行导通，并馈入IC的FWD引脚。
在连续导通模式下，MOSFET就在次级侧下达初级侧请求的新开关周期指令之前关断。在非连续导通模式下，功率MOSFET会在MOSFET的电压降低于约24 mV阈值时关断。初级功率MOSFET的次级侧控制可避免两个MOSFET发生任何交越导通，并提供极为可靠的同步整流。由于SR MOSFET在整个开关周期内都不导通，仍需要使用小尺寸的小电流二极管(D3)来获得最高效率。
IC的次级侧从次级绕组正向电压或输出电压自行供电。连接至InnoSwitch IC U1的BPS引脚的电容C8可提供内部电路去耦。
在恒流(CC)工作期间，当输出电压降低时，器件将直接从次级绕组自行供电。在初级侧功率MOSFET导通期间，出现于次级绕组的正向电压用于通过电阻R7和内部稳压器对去耦电容C8充电。这可以使恒流输出调节维持在~10 V。在此水平之下时，电源会进入自动重启动模式，直到输出负载降低。
输出电流通过一个约33 mV的阈值在IS与GND引脚之间进行检测，用以降低损耗。一旦超过电流流检测阈值，器件将调节开关脉冲数以维持固定的输出电流。在输出短路等故障情况下，大电流将流经电流检测电阻R8和R9，这是由于输出电容C12和C11通过短路进行放电。
输出电压通过电阻分压器R10和R11进行检测。对输出电压进行调整，以便在反馈引脚实现1.265 V的电压。电阻R12和电容C13形成相位超前网络，可确保瞬态负载期间保持稳定工作并降低输出电压过冲和下冲。电容C10提供反馈引脚信号的噪声滤波。
电阻R4和R5提供输入电压检测，并向U1提供与电容C3的DC电压成正比的电流。在约为100 VDC时，流经这些电阻的电流会超过输入欠压阈值，从而使能U1。在约为435 VDC时，流经这些电阻的电流会超过输入过压阈值，从而禁止U1。
