首先。开关电源都是在高频开关的前提下建立的。在低频情况下相比线性的变换器没有任何优势。
但是本次偏偏要做一个隔离形，120Hz 推挽升压。使用芯片SG3525ADW/SOIC-16L ON。
推挽拓补两个开关管Q1 Q2由两个相等的脉宽可调、相位互补180°的脉冲驱动。
开关管导通期间，积极驱动电压必须足够大。
推挽拓补
参数设计：输入24Vdc蓄电池（19-27V），输出电压30Vac（后级有线性稳压电路），输出额定电流4A（峰值需要10A）额定功率96W（峰值240W）。工作频率坑爹，120Hz（对！~没错。你没有少看一个K，确实是一百二十赫兹。坑爹啊。） 采用磁芯为EI96（- -||就是超级大的96*80的那个硅钢片）。常用的硅钢片B 是 8 000~13 000高斯,13000高斯以上的是优质硅钢片。我们使用国产硅钢片：B取9 000高斯；大致最大功率能做100W左右。风冷，电流密度取3.5A/mm²（来自百度） 具体参数尺寸如下（单位mm）： Model A（总长） B（总高） a（舌宽） b(叠厚） d（脚宽） c（窗宽） h（窗高） EI-96 96 80 32 44 16 16 48设计变压器 确定匝比与最大导通时间 由式Vm=【（Vdc-1）（Nm/Np）-1】(2Ton/T)可知Vdc下降时，变换器会通过增加导通时间Ton来维持输出电压Vm恒定，当输入电压下降到最小值Vdc时，Ton最大。但是推挽拓补中，最大导通时间不能超过开关周期的一半。否则复位伏秒数将小于置位伏秒数（开关电源设计第三版2.2.5节），结果几个周期后，磁芯将饱和并损坏开关管(详见开关电源设计第三版 P37)。在上述公式中，若已经确定Vdc、T以及Ton=0.8T/2，则可确定匝比Nm/Np，已得到所需要的输出电压Vm。Nm/Np=（Vm/0.8 +1）/(Vdc-1)Nm/Np=(30/0.8 +1)/(19-1)=2.1388888Tonmax=0.8T/2=3.332mS初级匝数计算 根据法拉第定律
，这个公式应该在大部分拓补都是通用的。T =1/f=1/120=8.33mS=8.33*10^-3sVdc=19VAe≈Sj=a（舌宽）*b（叠厚）=32*44=1408mm²=14.08cm²B=18 000G（峰值磁通密度是9 000G，推挽工作在1 3象限，±Bmax=2*9 000=18 000G）上值带入法拉第定律得：Np=[（19V-1V）（0.8* 8.33*10^-3s /2）*10^8 ] / 14.08cm² * 18 000G=2.366477 T取整用3T，两个半初级绕组加起来就是6T，磁通密度比预设值稍微小一点。次级匝数计算 已知Nm/Np=2.1388888，Np=3 ，Nm=Np*Nm/Np= 6.566664，此时如果取整为7，则占空比可能会超出预设的0.8（不考虑Np往上取整对这里的影响）。故取Nm=6T。两个半绕组为12T考虑到次级输出我只用两个抽头+桥堆整流（需要承受2倍VF，但是桥堆可以贴在散热器上。二极管不知道如何做到更好的散热。）。而非常用的三个抽头。次级绕组是否只需要用6T？初级峰值、有效值电流以及线径计算 
由上式（2.9）粗略计算（因为持续工作在4A，峰值可能会出现几秒钟的10A。所以峰值有按照10A计算，参考挑选MOS管最大电流。有效值按照工作4A时的电流计算。变压器热容量应该大些。扛得住的对吧= =||） Ipf =1.56(30Vac*10A/19Vdc)=24.63157 A （10A输出时） 选用40A最大电流mos管Irms= Ipf D^0.5= 15.57837 A（10A输出时）已确定电流密度选择3.5A/mm²，带入公式S=Irms / 3.5A/mm² =15.57837/3.5=4.4509 mm² 根据圆面积公式得直径R=2* （S/π）^0.5 =2*(4.4509/3.14)^0.5=7.4769 mm（= =||好粗） （满足10A输出时）由上式（2.11）计算Irms=0.986Po/Vdc=0.986*（30Vac*4A）/19Vdc=6,227 A （4A输出时）已确定电流密度选择3.5A/mm²，带入公式S=Irms / 3.5A/mm² =6.227/3.5=1.779 mm² 根据圆面积公式得直径R=2* （S/π）^0.5 =2*(1.779/3.14)^0.5=1.505 mm（= =||差别太大） （满足4A输出时）次级峰值、有效值电流以及线径计算次级有效值电流，简化计算Irms=Ide 0.4^0.5 =10*0.632=6.32 A（10A输出时）已确定电流密度选择3.5A/mm²，带入公式S=Irms / 3.5A/mm² =6.32/3.5=1.8057 mm² 根据圆面积公式得直径R=2* （S/π）^0.5 =2*(1.8057/3.14)^0.5=1.5166 mm（满足10A输出时）次级有效值电流，简化计算Irms=Ide 0.4^0.5 =4*0.632=2.528（4A输出时）已确定电流密度选择3.5A/mm²，带入公式S=Irms / 3.5A/mm² =2.528/3.5=0.7222 mm² 根据圆面积公式得直径R=2* （S/π）^0.5 =2*(0.7222/3.14)^0.5=0.959 mm（满足4A输出时）开关管的电压应力以及漏感尖峰
根据式（2.15） 开关管所能承受的最大电压应力为Vp=1.3（2*Vdcmax）=1.3*2*27=70.2 V此结果为书上表示的计算。本人认为还应该在结果上增加次级对初级的反射电压。1/(Nm/Np)*Vomax=1/2.1388888 * 30 =14.0297 V 70.2+14.0297=84.2259 V 选用200V耐压mos管。 40N20 TO-3P（是不是可以考虑10A输出的时候峰值已经最大16A，是否可以选用20N200？）输出端不加电感。电路板还在绘制。后续不定时跟新波形与参数。有很多不足的地方还希望各位不吝赐教。！~（图片不太会弄。所以上传上来不知道会不会影响查看）
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