模块电源与电源管理技术专题研讨会(04年讲稿下载)

去年去看了,挺好.
报个名先

听说今年也许能够拿到样片,嘿嘿!

但是没有拿到奖品

他们抽奖,好像是SONY数码相机和CD播放机

好几台呢

可惜手气太差!!

自己顶自己!希望大家能参加我们的研讨会!

奉献大家电源专业文章.都是有版权的原创文章,决非盗版.版权所有请勿转载!!仅供大家学习参考!!

若大家觉得有益,请帮忙顶.

我会每天上传2篇文章,坚持2个月(节假日有休息! : P )

文章之一

基于SG3525A的太阳能逆变电源设计
作者:■北京无线电技术研究所 徐东生


摘    要:本文主要介绍了SG3525A在研制太阳能逆变电源中的应用,其脉冲波形随设计线路的不同而产生不同的结果,从而解决了随机烧毁功率管的技术问题.
关键词:SG3525A;逆变电源;MOSFET-90N10

引言
本文涉及的是光明工程中一个课题的具体技术问题.该课题的基本原理是逆变器由直流蓄电池供电,用太阳能为蓄电池充电,然后逆变电源输出220V、50Hz的交流电供用户使用.在研制过程中,有时随机出现烧毁大功率管的现象,本文对这一现象给出了解决方案.

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图1  SG3525A驱动MOS功率管电路图

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图2  逆变器工作过程中波形图

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(a)

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(b)

图3 (A)逆变器缓启动(B)逆变器硬启动

SG3525A和逆变电源
本课题研发的逆变器使用的核心器件是SG3525A,以下分别简述其基本性能和工作过程.
SG3525A基本性能
SG3525A PWM型开关电源集成控制器包括开关稳压所需的全部控制电路,设有欠压锁定电路和缓启动电路可提供精密度为5V±1%的基准电压.其开关频率高达200KHz以上,适合于驱动N沟道MOS功率管.本课题使用SG3525A产生50Hz的准正弦方波,为逆变器提供输出功率信号,去推动N沟道MOS功率管90N08,如图1所示.
逆变器工作过程
当SG3525A被加电后(12V)会输出两列50Hz反向的方波,其幅度为9V.这两路方波分别进入G1、G2、G3、G4所示的四条支路(图1),经各电路分别调整后输出,输出脉冲序列如图2(B)所示.最终调制合成为A、B两端输出的交流方波.其波形见图2(A).该50Hz的序列方波由A、B两端进入电力变压器DT.通过变压器升压后由逆变器电源输出220V、50Hz交流方波.根据市场的不同需求生产出200W、600W、800W各个系列的逆变电源.

问题的出现与解决
逆变器在额定负载条件下能够长期运行,但是当进行负载切换时或者当外电路有严重扰动时,偶尔会发生大功率管MOSFET90N08烧毁的现象.现以800W逆变器进行剖析.
缓启动:如图3(A)所示状态,同时满负载加在逆变器输出上,然后启动逆变器使之运行,一切正常工作.
硬启动:如图3(B)所示状态,即加满负载后再闭合开关K1强行硬启动.这时就偶尔有大功率场效应管短路烧毁的现象发生,经分析发现当G3推动的大功率管TV3尚未完全关断时,G4开启了对应的大功率管TV4,如果TV3和TV4同时开通就会造成短路现象.此时就会烧毁大功率管.而当D点和C点、E点和F点进行相互交换后两个管子开启的时间差为100ms左右,这样就保证了G3和G4的推动信号不会同一时刻开启VT3、VT4,从而避免了短路现象.直到目前尚未发生因硬启动和外电路干扰而烧毁大功率管的现象.■

参考文献
1 王剑英,常敏慧编著. 新型开关电源技术. 北京: 电子工业出版社.2001.7
2 张占松,蔡宣三编著. 开关电源的原理与设计. 北京:电子工业出版社.2000.3

文章之二

采用自适应算法进行便携式电池电量的计量
作者:■ 德州仪器公司 Yevgen Barsukov Bernd Krafth fer


引言
随着便携式应用的数量不断增加,用户将要完成更多的关键业务.这时整个工作时间内系统必须持续工作,不能失去数据的完整性.但是对电池来讲,要预计剩余的电量还能维持的系统运行时间非常困难.本文将讨论尽可能精确计算剩余电池电量信息的重要性.遗憾的是,目前无法通过测量数据点甚至电池电压来进行上述计算.温度、放电速率以及电池老化等因素都会影响电荷状态 (SOC).本文将集中讨论一种刚获得专利的新技术,它可帮助设计人员预计电荷状态SOC以及锂电池的剩余电量.

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(a)

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(b)

图 1  锂离子电池在 (a) 完全充电状态和 (b) 放电状态下施加 1/3C
额定负载后的电压降以及电压张弛

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图2 根据基于实时更新电池阻抗的电量
监测计算法预测的电压图与随后在典型笔记本电脑负载下测量的实验数据的比较.

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现有电池电量的监测方法
目前一般采用两种方法监测电池电量.一种以电流积分为基础,而另一种以电压测量为基础.第一种方法基于的观念是:如果将所有电池充电和放电电流积分的话,那么就能知道还剩下多少电能.如果电池刚刚充电而且已知是充分充电,那么积分电流的做法非常有效.这种方法,对目前大多数电池电量监测都很有效,不过它也有问题,特别是被测电池长期不工作时.如果电池充电后几天不用,或几个充电和放电周期中一直未充分充放电,那么内部化学反应造成的自放电就会非常明显.由于自放电无法测量,因此必须用预定的方程式对其进行校正.由于不同电池模型有着不同的自放电速度,而且取决于电池SOC、温度以及充放电循环的历史记录,自放电的精确建模需要花大量时间收集数据,而且总是不很精确.此外,只有在完全充电后马上完全放电,才能更新总电量值.如果电池寿命中完全放电情况不多,那么在电量监测计更新数值前电池的实际电量可能大幅降低,这就导致对可用电量的过高估计.即使电量对给定温度与放电速度进行更新,可用电量也会随放电速度和温度而变动.
对于第二种方法,只需要测量电池电极间的电压.它建立在电池电压与剩余电量之间的已知相互关系基础之上,似乎相当直接,但只有在测试过程中不施加负载的情况下,电池电压与电量之间才是这种简单关系.当施加负载时,电池电压就会因电池内部阻抗产生的电压降而发生失真.

电池化学反应与相应的
电压变化
复杂的电子化学反应会造成电池瞬态电压的响应.电荷必须通过多层存储能量的电子化学活性材料(正负极)传输,首先以电子形式到达粒子表面,随后在电解液中变为离子形式.上述化学步骤与电池电压响应的时间常量相关.在施加负载后,电压以不同的速率随时间推移逐渐降低,但去掉负载后则逐渐增大.图1显示了在不同SOC下向锂离子电池施加负载时的电压张弛 (relaxation).

造成基于电压的电量监测
误差的原因
假定通过减去IR压降来校正带负载的电压,随后用校正电压获得当前的SOC.这样遇到的第一个问题就是 R 取决于 SOC.如果使用平均值,那么在几乎完全放电的状态下带来的 SOC 估计误差将高达 100%,此时的阻抗比完全充电后的状态高出 10 倍.解决方案之一就是根据 SOC 在不同负载下使用多维电压表.阻抗很大程度上取决于温度,温度每下降 10℃,它就上升约 1.5倍,这种相互关系也应加入上述电压表,然而这就使得计算相当复杂.
电池电压响应是内在瞬时的,这是因为有效 R 取决于负载应用的时间.如果将内部阻抗看作简单欧姆电阻而不考虑时间负载变化情况,那么即使根据电压表考虑到 R和SOC的相关性也会导致巨大的误差.由于SOC (V)函数斜率取决于SOC,因此瞬时误差可从放电状态的0.5%直到中等充电状态的 14% 不等.
不同电池间的阻抗变化也会进一步使问题复杂化.即使新生产的电池也会存在 +/-15% 的低频 DC 阻抗变化.这对高负载的电压校正就会产生很大的影响.
有关阻抗问题可能在电池老化时最严重.典型的锂离子电池在70个使用循环后DC阻抗翻番,而相同周期的无负载电量仅下降2~3个百分点.基于电压的算法似乎对新电池组很适用,但如果不考虑这一因素,那么在电池组只达到使用寿命的15%(估计约500个使用循环)时就会造成严重的误差(50%).

使用两种方法的最佳之处
在开发新一代电量监测计使用的算法时,TI 考虑到能否将基于电流和基于电压的两种方法相结合,在不同的时候使用相应的方法,这种想法看起来显而易见,但至今还没人试过.由于开路电压与 SOC 间存在精确的相关性,因此不施加负载且电池处于张弛状态时,上述方法可实现精确的 SOC 估算.由于任何电池供电的设备都有不工作时期,上述方法使得有机会利用不工作时期,找到电荷状态的确切起始位置.由于设备接通时可以知道精确的SOC,因此在不工作时期就不再需要自放电校正.当设备进入工作状态且给电池施加负载时,则采用电流积分.由于库仑计数(coulomb-counting)从运行之初就跟踪SOC的变化,因此无需对负载下的电压降进行复杂而且不精确的补偿.
此外,还可用此方法来更新完全充电的电量.依靠施加负载前的SOC百分比信息、施加负载后的SOC信息(均在张弛状态下通过电压测量获得)以及二者之间传输的电荷量,设计人员很容易在已知电荷变化的情况下确定对应于SOC改变的总电量.不管传输电量多大,不管起始条件如何,都可实现这一点(不用完全充电),这就不再需要特殊条件来更新电量,从而免去了电流积分算法的又一弱点.
以上方法不仅解决了SOC问题并完全避免了电池阻抗的影响,而且还可以用来实现其它目的.可以用该方法更新总电量,对应于最大可能电量等可提取的“无负载”情况.但这时非零负载电量会较小,这是由于IR下降使得端接电压在有负载时达到得更早.如果已知SOC的阻抗关系式以及温度,则通过简单建模就可确定在该电流负载和温度下何时可达到端接电压.但是,阻抗取决于电池,并会随电池老化和使用循环的增加而迅速增加,将其存储于数据库中用处不大.为了解决该问题,TI 的 IC 实现了实时阻抗测量,保持数据库持续更新,这样就解决了电池间的阻抗差异以及电池老化问题.全寿命的阻抗数据更新可非常精确地预测给定负载的电压变化(见图 2).以上方法可以使得在大多数情况下,可用电量估算误差率低于 1%.最重要的是,在电池组整个寿命内都实现了高精确度.

自适应算法的优势
——即插即用的实施
通过实施上述算法就不再需要事先提供数据库来描述阻抗与 SOC 和温度的关系,不过仍然需要定义开路电压和 SOC(包括温度)之间关系的数据库.但是,这方面的关系由正负极系统的化学性质决定,而不是由具体的电池型号设计因素(如电解液、分离器、活性材料厚度等)决定.由于大多数电池制造商使用相同的化学材料做活性材料(LiCoO2 与石墨),因此它们的 V(SOC,T) 关系式也基本相同.TI对不同制造商所提供电池的无负载电压图进行了比较,实验结果支持上述表述.较大的偏差也只不过 5mV 而已,这就实现了在最差情况下 SOC 误差率也不过 1.5%.上述新算法将实现电池监视器 IC的即插即用,同时还可提高其精确度及可靠性.■

先睹为快!!

谢谢!

楼主辛苦了!

顶一下

多谢楼主.
04研讨会有篇关于DC/DC的介绍,一些厂家的电路图未给出,不知楼主有没详细资料或图片传上来看看.谢了,先.

抱歉李龙文老师提供的原文件就没有图,原文如下.

DC/DC变换器技术现状及未来
李龙文

   摘要:从工程实际的角度介绍了DC/DC技术的现状及发展,给出当今国际顶级DC/DC产品的实用技术、专利技术及普遍采用的特有技术.指出了半导体技术进步给DC/DC技术带来的巨大变化.并指出了DC/DC的数字化方向.
关键词:有源箱位软开关  同步整流  级联拓朴  MCU控制  高效率高功率密度DC/DC


分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展,其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多.对其性能要求越来越高.除去常规电性能指标以外,对其体积要求越来越小,也就是对其功率密度的要求越来越高,对转换效率要求也越来越高,也即发热越来越少.这样其平均无故障工作时间才越来越长,可靠性越来越好.因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标.例如:二十年前Lucent公司开发出第一个半砖DC/DC时,其输出功率才30W,效率只有78%.而如今半砖的DC/DC输出功率已达到300W,转换效率高达93.5%.
从八十年代末起,工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积,提高功率密度,首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起,但这种努力结果是大幅度缩小了体积,却降低了效率.发热增多,体积缩小,难过高温关.因为当时MOSFET的开关速度还不够快,大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加.工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术.虽然技术模式百花齐放,然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在.一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术;另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术.
有源箝位技术历经三代,且都申报了专利.第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术,其专利已经于2002年2月到期.VICOR公司利用该技术,配合磁元件,将DC/DC的工作频率提高到1MHZ,功率密度接近200W/in3,然而其转换效率却始终没有超过90%,主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗,还有导通损耗和驱动损耗.特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加,而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术,其效率是无法再提高的.因此,其转换效率始终没有突破90%大关.
为了降低第一代有源箝位技术的成本,IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利.它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于forward电路拓朴的有源箝位.这使产品成本减低很多.但这种方法形成的MOSFET的零电压开关(ZVS)边界条件较窄,在全工作条件范围内效率的提升不如第一代有源箝位技术,而且PMOS工作频率也不理想.
为了让磁能在磁芯复位时不白白消耗掉,一位美籍华人工程师于2001年申请了第三代有源箝位技术专利,并获准.其特点是在第二代有源箝位的基础上将磁芯复位时释放出的能量转送至负载.所以实现了更高的转换效率.它共有三个电路方案:其中一个方案可以采用N沟MOSFET.因而工作频率较高,采用该技术可以将ZVS软开关、同步整流技术、磁能转换都结合在一起,因而它实现了高达92%的效率及250W/in3以上的功率密度.(即四分之一砖DC/DC做到250W功率输出及92%以上的转换效率)
我们给出三代产品的等效电路,读者可从其细节品味各自的特色.有关有源箝位技术近年论文论述颇多,此处不多赘述.
全桥移相ZVS软开关技术,从90年代中期风靡大功率及中功率开关电源领域.该电路拓朴及控制技术在MOSFET的开关速度还不太理想时,对DC/DC变换器效率的提升起了很大作用.但是工程师们为此付出的代价也不小.第一个代价是要增加一个谐振电感.它的体积比主变压器小不了多少(约1/2左右),它也存在损耗,此损耗比输出滤波电感损耗也小不了太多.第二个代价是丢失了8~10%的占空比,这种占空比的丢失将造成二次侧的整流损耗.所以弄得不好,反而有得不偿失的感觉.第三,谐振元件的参数需经过调试,能适应工业生产用的准确值的选定是要花费较多的时间,试验成本较高.此外,因同步整流给DC/DC效率的提高带来实惠颇多,而全桥移相对二次侧同步整流的控制效果并不十分理想.例如:第一代PWM ZVS全桥移相控制器,UC3875及UCC3895只控制初级侧.若要提供准确的控制同步整流的信号需另加逻辑电路.第二代全桥移相PWM控制器如LTC1922-1、LTC3722-1/-2,虽然增加了对二次侧同步整流的控制信号,在做好ZVS软开关的同时做好二次侧的同步整流.但仍旧不能十分有效地控制好二次侧的ZVS ZCS同步整流,而这是提高DC/DC变换器效率最有效的措施.UCC3722-1/-2的另一个重大改进是减小谐振电感的感量,这不仅缩小了谐振电感的体积,而且降低了损耗,占空比的丢失也减小了许多.这里我们给出LTC3722加上同步整流的控制电路,由业界工程师们自己去分析对照.
在DC/DC业界,应该说,软开关技术的开发、试验、直到用于工程实践,费力不小,但收效却不是太大.花在这方面的精力和资金还真不如半导体业界对MOSFET技术的改进.经过几代MOSFET设计工业技术的进步,从第一代到第八代.光刻工艺从5μM进步到0.5μM.完美晶格的外延层使我们将材料所选择的电阻率大幅下降.加上进一步减薄的晶片.优秀的芯片粘结焊接技术,使当今的MOSFET (例如80V40A)导通电阻降至5mΩ以下,开关时间已小于20ns,栅电荷仅20nc,而且是在逻辑电平下驱动即可.在这样的条件下,同步整流技术获得了极好的效果,几乎使DC/DC的效率提高了将近十个百分点.效率指标已经普遍进入了>90%的范围.
目前,自偏置同步整流已经普遍用于5V以下的低压小功率输出.自偏置同步整流用法简单易行,选择好MOSFET即告成功,此处不多述.
而对于12V以上至20V左右的同步整流则多采用控制驱动IC,这样可以收到较好的效果.ST公司的STSR2和STSR3可以很好地用于反激变换电路及正激变换电路.我们给出其参考电路.线性技术公司的LTC3900和LTC3901则是去年才推出的更优秀的同步整流控制IC.采用IC驱动的同步整流电路中,应该说最好的还是业界于2002年才正式使用的ZVS,ZCS同步整流电路,它将DC/DC转换器的效率带上了95%这一历史性台阶.
ZVS,ZCS同步整流只适用初级侧为对称型电路拓朴,磁芯可以双向工作的场合.即推挽、半桥以及全桥硬开关的电路.二次侧输出电压24V以下,输出电流较大的场合,这时可以获得最佳的效果.我们知道,对于传输同样功率高压小电流硬开关的损耗要比低压大电流硬开关时的损耗低很多.我们利用这种性能将PWM的输出信号经过变压器或高速光耦传输至二次侧,适当处理其脉宽后,再去驱动同步整流的MOSFET.让同步整流的MOSFET在其源漏之间没有电压,不流过电流时开启及关断.只要此时同步整流的MOSFET的导通电阻足够小,栅驱动电荷足够小,就能大幅度地提升转换效率.最高的95%的转换效率即是这样获得的,业界将其称为CoolSet,即冷装置,不再需要散热器和风扇了.
这种电路拓朴的输出电压在12V、15V输出时效率最高,电压降低或升高,效率随之下降.输出电压超过28V时,将与肖特基二极管整流的效果相当.输出电压低于5V时采用倍流整流会使变压器利用更充分,转换效率也会更高.
全桥硬开关电路在二次侧实现ZVS,VCS同步整流的方框电路及工作波形给出如下,见图:
在ZVS及ZCS同步整流技术应用于工程获得成功后,人们在不对称电路拓朴中也在进行软开关同步整流控制的试验.例如已经有了有源箱位正激电路的同步整流驱动(NCP1560),双晶体管正激电路的同步整流驱动(LTC1681及LTC1698)但都未取得如对称型电路拓朴的ZVS,ZCS同步整流的优良效果.
近来,TI的工程师采用予捡测同步整流MOSFET开关状态,然后用数字技术调整MOSFET开关时间的方法突破性的做出ZVS的同步整流,从而解决了非对称电路的软开关同步整流,详情见专题论述.
近年来,复合电路拓朴也迅速发展起来,这种电路拓朴的集中目标都在于如何让同步整流部分的效率做到最佳状态.当初级电压变化一倍时,二次侧的占空比会相应缩小一半.而MOSFET的源漏电压却升高一倍.这意味着我们必须选择更高耐压的同步整流用MOSFET.我们知道,从半导体技术来分析MOSFET这种器件,当其耐压高一倍时,其导通电阻会扩大两倍.这对于用做同步整流十分不利,于是我们设想可否将二次侧同步整流的MOSFET的工作占空比定在48%~50%.这样我们选择比输出电压高2.5倍的MOSFET就可以了.例如:3.3V输出电压时同步整流MOSFET的耐压选12V档就可以了.而占空比变化大的我们就得选20V甚至30V的MOSFET,大家对比一下,12V的MOSFET会比20V的MOSFET的导通电阻小很多!正是基于这样一种思维,美国业界工程师先后搞出了多个复合电路拓朴.
第一家申请专利的是美国SynQor公司,它的电路为Buck加上双组交互forward组合技术.第一级是同步整流的Buck电路,将较高的输入电压(36~75V)降至某一中间值如26V.控制两管占空比在30~60%工作.第二级为两组交互forward电路.各工作在50%占空比,而且两者输出相位相差180º刚好互补.变压器仅为隔离使用,其磁密和电密都处在最佳状态.Buck级只要输出滤波电感,而forward级在整流后只要输出滤波电容.如此情况下SynQor产品获得了92%以上的转换效率.下面给出其电路,其控制IC就是我们熟知的UCC3843.它利用一颗IC巧妙地控制了上述全部功能.
第二家申请专利的是美国国家半导体公司,它的电路为Buck加上一组对称拓朴(推挽、半桥、全桥).第一级与SynQor公司相同,而第二级则为对称型电路拓朴.这样就可方便地实现ZVS,ZCS同步整流,它的同步整流不仅是ZVS,ZCS软开关的,而且是最大占空比条件下的同步整流.如此情况下,它获得了94%的转换效率,下面给出其电路,见图:限于两级交联其效率毕竟为两级的乘积,因此这种方式的最高效率还是受到限制.
国家半导体公司给出的控制IC是当今最新颖独特的.首先它无需起动电路.可直接接100V以下高压.其次它驱动Buck电路的电平位移电路也做在IC内部.然后还同步地给出第二级的双路输出驱动.可直接驱动推挽电路,或加上驱动器IC驱动半桥或全桥电路,二次侧反馈的光耦可直接接至IC.此IC即今年刚问世的LM5041,其框图及应用电路如图.
以上两种电路拓朴由于二次占空比不变还很适合多路输出.复合电路拓朴中还有一个新的发明就是推挽电路二次侧同步整流之后再加上Buck电路以实现多输出.采用一颗UCC3895再加上几个门电路形成了一个革命性的变革组合.其电路如下.这是一个很奇妙的思维及组合,其推挽及同步整流也都是处在最大占空比之下工作的,但电压却在变化着.其电路框图给出如图.
在开关电源中普遍应用高频铁氧体磁芯,作为变压器和电感,由于铁氧体固有的磁滞特性,使得我们在设计所有各类电路拓朴时都不得不面对这个问题.在此之前绝大多数电路的做法都是用R、C、D网络将该部分磁能消耗掉,对变换器效率有几个百分点的影响.由于还有比它损耗比例更大的部位,所以注意力并没有放在此处.然而到了转换效率升至90%以上时,这种做法就绝对不可以了.从现在DC/DC工程化的产品来看,由于增加半导体器材(如MOSET、驱动IC等)是易如反掌的事.因此多数电路拓朴选用的是全桥电路拓朴及双晶体管正激电路.这两个电路是能使磁芯自动复位的最佳拓朴.对全桥电路与四个MOSFET并接上四个肖特基二极管即可,当对角线MOSFET同时关断时,变压器初级绕组励磁电感中的能量可自动地通过另两个二极管回馈至供电电源.如果工作频率不高,或选用了具快恢复性能体二极管的MOSFET,就可以省掉这四支肖特基二极管.这很适合100W以上的大功率DC/DC.而对于100W以下的DC/DC则多选双晶体管正激电路.它的复位原理已人尽皆知,唯一的不足就是最大只有50%的占空比.对小功率的forward电路近年来开发出一个谐振式自动复位电路.用了几个无源元件就能基本无损耗地将磁芯复位,其不足点也是最大占空比仅有50%,此外就是主功率MOSFET的耐压要提升约30%.(其电路见附图)
目前,美国几家高级DC/DC制造商已经在高功率密度的DC/DC中使用了小型微处理器的技术.首先它可以取代很多模拟电路,减少了模拟元件的数量,它可以取代窗口比较器 、检测器、锁存器等完成电源的起动、过压保护、欠压锁定、过流保护、短路保护及过热保护等功能.由于这些功能都是依靠改变在微控制器上运行的微程序.所以技术容易保密.此外,改变微控制器的微程序还可以适应同一印板生产多品种DC/DC的要求,简化了器材准备、生产管理等的复杂工作.由于它是数字化管理,它的保护功能及控制功能比采用模拟电路要精密得多,有了它还可以解决多个模块并联工作的排序和均流问题.
第二代微控制器控制的DC/DC还没有将典型的开关电源进行全面的数字闭环控制,但是已经没有PWM IC出现在电路中,一个小型MCU参与DC/DC的整个闭环控制.但PWM部分仍是模拟控制,现在,采用DSP数字信号处理器参与脉宽调制,最大、最小占空比控制、频率设置、降频升频控制、输出电压的调节等工作,以及全部保护功能的DC/DC变换器已经问世.这就是使用TI公司的TSM320L2810控制的开关电源,是全数字化的电源,这时DC/DC的数字化进程就真正地实现了.好在半导体技术的进步能很大幅度地降低芯片成本,因此,电源技术的数字化革命应该说号角已经吹响.该让我们向在模拟领域进行电源技术攀登的工程师们开始敲起数字化的进行曲了!使用DSP控制的数字电源我们另文介绍.
下面我们介绍世界著名DC/DC开发制造商的产品特色.
1. Galaxy pwr公司
世界顶级、全桥自动复位硬开关ZVSZCS同步整流.全部工作用微控制器MCU控制,效率94~95%.解剖电路见图.
2. Synqor两级并联,Buck+双互补forward同步整流微控制器,PWM IC和MCU IC控制,效率92~93%.解剖电路见图.
3. Glary第三代有源箱位,双互补forward并联,同步整流,效率92%,功率密度240W/in3,1/4砖250W.解剖电路见图.
4. DIDT二次侧PWM控制的初级半桥及全桥.
ZVS,ZCS同步整流,效率91%.解剖电路见图.
5. Ericsson全桥硬开关ZVS,ZCS同步整流,效率93%.解剖电路见图.
6. VICOR第一代有源箱位,大功率输出高功率密度,89%效率.解剖电路见图.
7. Artesyn互补有源箱位Push-pull,效率90%,自偏置同步整流.解剖电路见图.
8. TYCO有源箱位forward,同步整流,世界DC/DC的主导商,世界标准的创立者.
9. Lambda有源箱位P-沟MOSFET有源箱位,自偏置同步整流.解剖电路见图.
10. IPD公司第二代有源箝位自偏置同步整流效率90.5%,解剖电路见图.
11. 其它10余家公司产品只能给出照片,因未曾得到样品进行解剖,但所用技术应不会跳出我们上面所述的范围.

总结上述调研我们可以看到,半导体技术进步是DC/DC技术变化的强大动力.
(1) MOSFET的技术进步给DC/DC模块技术带来的巨大变化,同步整流技术的巨大进步.
(2) Schottky技术的进步.
(3) 控制及驱动IC的进步
a. 高压直接起动
b. 高压电平位移驱动取代变压器驱动
c. ZVS,ZCS驱动器贡献给同步整流最佳效果.
d. 光耦反馈直接接口.
PWM IC经历了电压型=>电流型=>电压型的转换,又经历了硬开关=>软开关=>硬开关的否定之否定变化.掌握优秀控制IC是制作优秀DC/DC的前提和关键.
(4) 微控制器及DSP进入DC/DC是技术发展的必由之路.
(5) 磁芯技术的突破是下一代DC/DC技术进步的关键,也是巨大难题.
对非隔离DC/DC的讨论在本文中从略(另叙)
对AC/DC的降频、频率抖动、无载损耗控制、高压起动等以及PFC的讨论在本文中也从略.

文章之三

基于DSP的弧焊逆变电源数字化控制系统
作者:华南理工大学 吴开源 李阳 陆沛涛 黄石生


弧焊逆变电源(亦称弧焊逆变器)是一种高效、节能、轻便的新型弧焊电源.目前,采用IGBT作为功率控制器件来提高功率主电路的控制性和稳定性,以8位或16位单片机作为控制核心进行焊接程序控制和焊接参数运算处理,提高了弧焊逆变电源的操作性.
数字信号处理器(DSP)的广泛普及和应用,为弧焊逆变电源控制系统的全数字化提供了必要的硬件和软件基础.

DSP与单片机性能比较分析
单片机 (MCU)广泛应用于家用电器、工业控制和智能终端,主要起控制作用.DSP可高速地实现过去由软件实现的大部分算法.表1 比较了典型单片机和DSP的性能指标.
由表1可知,与单片机相比,DSP的优势表现为:数据处理能力强、高运算速度、能实时完成复杂计算、单周期多功能指令、PWM分辨率高、更短的采样周期.
就目前技术现状,将DSP和单片机结合起来设计系统是一种很好的方法,充分发挥单片机控制能力强的特点和DSP强大数据处理能力和高运行速度的优势.从而提高弧焊逆变电源控制系统的精度和实时性,满足弧焊逆变电源更高的性能要求.
目前适用于弧焊逆变电源控制的DSP主要有TI公司的TMS320C2000系列、ADI公司的ADSP2100系列、Motorola公司的DSP56F800系列.下面以TI公司的16位定点TMS320LF2407A为例说明DSP的结构,如图1所示.
由图1可见DSP的结构特征特别有利于在控制系统中应用,主要表现为:
改进的哈佛结构;流水线操作;采用硬件乘法器;快速的指令周期;TMS320LF2407A的时钟频率达到40MHz,即指令周期为25ns,运算能力为40MIPS(每秒百万条指令).芯片有一套专门为数字信号处理而设计的指令系统.指令集简化了数字信号处理过程;优化的事件管理模块和外围电路:从图1可见在DSP芯片中集成了A/D转换、大容量存储器、定时器、比较单元、捕获单元、PWM波形发生器、数字I/O口、SPI、SCI、CAN,其中4个通用定时器和12个比较单元的结合能产生多达16路的PWM输出,足以满足IGBT主电路的驱动.
此外,TMS320LF2407A具有快速的中断处理能力、数据指针的逆序寻址功能、硬件寻址控制以及多种节电模式等特有的性能,这些特性将有利于TMS320LF2407A在弧焊逆变电源控制中的应用.

控制系统组成与工作原理
根据单片机和DSP的各自优势,我们选择了以单片机为上位机,DSP为下位机的弧焊逆变电源控制系统解决方案,如图2所示.
控制系统由单片机、DSP、键盘、显示、电弧电压和焊接电流采样系统、送丝控制系统组成,与以单片机为核心的控制系统相比大大简化了系统组成.
方案中的单片机采用Winbond公司的W77E58,DSP为TI公司的TMS320LF2407A.
在这一方案中单片机主要完成焊接程序控制和人机接口,因人机接口对速度要求是比较低的,对控制能力的要求较高,人机接口功能包括:焊接参数的给定及实时显示.
DSP主要完成采样信号的反馈运算及PWM脉冲序列的生成,DSP根据电弧电压和焊接电流的反馈量和单片机提供的给定值在DSP内部完成复杂的算术逻辑运算,输出适当宽度的PWM脉冲信号,经驱动放大后用于IGBT栅级驱动,以控制电源的输出电流、电压,实现弧焊逆变电源的控制.单片机和DSP之间的通信由SCI串行接口实现.
控制系统重要组成部分基本工作原理分述如下:
电流反馈
本系统采用零磁通霍尔元件电流传感器来检测电流,由于TMS320LF240A的A/D输入信号范围为0~5V,因此,必须将霍尔元件输出的小电流信号首先变换为电压信号,再经放大滤波后进入A/D转换通道.
PWM输出和功率驱动
TMS320LF240A的PWM发生电路可产生16路具有可编程死区和可变输出极性的PWM信号,有从0~16ms的可编程死区发生器控制PWM输出,可以避免产生短路而击穿功率器件.功率驱动采用变压器驱动.
保护功能
为了保证系统中功率转换电路及栅级驱动电路安全可靠地工作,TMS320LF240A提供了PDPINT引脚,利用它可方便地实现控制系统的过压、过流、欠压、过温等保护功能.
各种故障信号经光电隔离后输入到PDPINT引脚,有任何故障状态出现时PDPINT引脚被拉为低电平,此时DSP内定时器立即停止计数,所有PWM输出引脚全部呈高阻状态,现时产生中断信号,通知CPU有异常情况发生.整个过程不需要程序干预,全部自动完成,这对实现各种故障状态的快速处理非常有用.
控制系统特点
基于DSP从以下各个方面改善了弧焊逆变电源控制系统的技术指标:
设计方面
传统的单片机弧焊逆变电源控制系统其组成元器件较多,元器件易受损,从而增加了维修和维护的工作量;而基于DSP的弧焊逆变电源数字化控制系统元器件显著减少.
速度方面
基于DSP的弧焊逆变电源数字化控制系统充分发挥了单片机和DSP的优势,从而大大提高了控制系统的实时性.
精度、稳定性方面
TMS320LF2407A为16位定点DSP,可以达到10-5的精度.消除了模拟系统中参数的容差、漂移导致的控制器参数的变化,稳定性提高.
灵活性方面
基于DSP的控制系统灵活性好,参数容易改变,便于升级.设计工作主要集中在软件上,通过编程可用同一块控制板实现不同的焊接工艺控制.
控制算法实现方面
基于DSP的弧焊逆变电源数字化控制系统有望突破经典控制方法,而采用更为先进的现代控制技术.
接口方面
基于DSP的控制系统与其它现代数字技术为基础的系统或设备都是相互兼容的,与这样的系统接口以实现某种功能要比模拟系统与这些系统接口要容易得多.

结语
DSP技术的高速发展和DSP应用的普及,为弧焊逆变电源控制系统的设计提供了一个很好的选择.就目前的技术现状,以单片机为上位机,负责焊接程序控制和人机接口,以DSP为下位机,负责焊接参数反馈运算和PWM波形的产生,是一种较好的解决方案.
这项技术在国内刚刚起步,是一项前景广阔的新技术,必将得到越来越广泛的应用.■

参考文献:
1. 黄石生. 新型弧焊电源及其智能控制 [M]. 北京: 机械工业再版社. 2000.
2. 张雄伟,曹铁勇. DSP芯片的原理与开发应用(第2版)[M]. 北京:电子工业出版社. 2000.
3. 刘和平. TMS320LF240X DSP结构、原理及应用[M]. 北京:北京航空航天大学出版社. 2002.

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图1 TMS320LF2407A体系结构框图

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图2 基于DSP的弧焊逆变电源数字化控制系统原理框图

文章之四

程控多功能三相功率源的设计
作者:沈阳电力高等专科学校 吕勇军


前言
程控三相交流功率源的应用十分广泛,它被大量应用于冶金、通信、化工、电力及军工等诸多行业.用于交流调压、调功、调光及电机软启动等工业自动化控制领域,还可以用于计量以及产品的性能试验等方面.用于计量和产品试验等领域的功率源对于其输出波形要求较高,要求功率源输出完整的正弦波信号,对于正弦波的失真度有一定的限制.目前此类交流功率源的实际输出功率都很小,它们一般只强调单项指标,即电流或电压输出.而用于电能表计量时,其功率源输出的不是真实的功率,而是利用产生“虚功率”的方法来实现电能的计量.在某些产品的性能试验或计量过程中需要产生实际的交流功率,且要求其任意相的电流、电压、相位都能够独立调节.目前的交流功率源都无法满足要求,本文介绍的三相功率源就是为解决这个问题而设计的,它能输出低失真度的正弦波信号,最大输出功率200W,能实现任意相电压、电流、相位的独立调整,能够产生既不平衡又不对称的功率信号.

硬件设计
整机原理
为满足程控功率源的功能要求,本设计采用的是多CPU结构,由一个单片机作为控制单元,控制三个相互独立的相信号发生器,产生三个互差120°的正弦电压信号.每一相信号发生器都以一个单片机为核心,产生一个幅值和相位都可以调整的正弦电压信号,该电压信号经功率放大器放大后输出.控制单元负责管理键盘、液晶显示及串口通信,控制相信号发生器按要求产生出三相交流电压信号.控制单元通过I2C串行总线与各相信号发生器连接,并发送各种控制命令与数据.图1为整机原理框图.
相信号发生器
相信号发生器的原理如图2所示.单片机选用Cygnal公司推出的C8051F016,该单片机是一种更适用于嵌入式系统低端机的、性能优良的系统芯片.该系列单片机采用CIP-51内核,指令系统与MCS-51完全兼容.它采用流水线结构,淡化了机器周期的概念,指令以时钟周期为运行单位,因此大大地提高了指令运行的速度,最大速度可达25MIPS.
C8051F016内集成了高性能的、可变增益的、多通道的10位A/D转换器,这是一个功能强大的ADC子系统,它包括一个9通道的模拟多路开关、一个可编程增益放大器和一个100ksps的12位分辨率的逐次逼近型A/D转换器,内置一个1.2V、15ppm/℃的电压基准.该子系统还集成了跟踪保持电路和可编程窗口检测器.
C8051F016还有两个12位的电压输出方式的D/A转换器、电压比较器、多种串行通信接口、温度传感器、看门狗以及利于在系统编程的Flash存储器和JTAG接口及其片内调试电路.
正弦信号的产生
相信号发生器产生正弦信号的基本思想是,利用单片机按照正弦规律输出数字信号,每次输出的数字信号经D/A转换器转换成正比于该数字信号的模拟信号,连续输出后则产生一个模拟正弦波信号.一般情况,D/A转换器输出的模拟量UOUT=KUREF,就是说D/A转换器输出电压的幅值取决于D/A转换器的参考电压UREF.因此,可利用对参考电压的控制来改变信号发生器的输出正弦电压的有效值.
DAC0832是电流输出的8位D/A转换器,用它和两级放大器构成信号发生器的D/A转换电路,输出双极性的正弦波电压信号.利用C8051F016单片机内部的12位DAC输出一个可变的直流控制电压,为DAC0832提供参考电压UREF,单片机根据控制单元发出的输出电压设定值改变此控制电压,则信号发生器输出的交流电压有效值由此控制电压决定.
交流参数测量
为保证输出信号满足设定要求,单片机还要实时测量本相信号发生器的输出电压和电流的有效值.C8051F016内部有8路10位A/D转换器,其最大转换速率100KSPS,本装置采用交流采样原理完成交流参数的测量,可充分利用单片机的资源.
对于该信号发生器输出的电流和电压进行交流采样,将它们的信号进行相应的处理后分别加到模拟通道0和模拟通道1,单片机对它们进行交流采样,每周期内采样点数均为500点,然后对这些采样值进行计算,分别计算出电流和电压的有效值.
除了测量交流电流和交流电压,还要测量本信号发生器输出电压与相邻信号发生器输出电压的相位差,以保证三相电压的对称性.方法是利用单片机内部的比较器对相邻两输出电压进行相位比较,测量出它们的相位差.测量时将两相的输出电压取样、整形,然后分别加到两比较器的正端,由单片机进行判断,计算出相位差.
功率放大器
功率放大器是对前端的D/A转换电路输出的交流电压信号进行功率放大,以满足功率源输出功率的要求.功率放大器选用BB公司生产的单片大功率集成运算放大器OPA541,该放大器芯片的最大工作电源电压为±40V,最大输出电流10A.除了具有良好的功率输出特性外,还具有使用方便、电路调试简单等优点.功率放大电路如图3所示.
使用该芯片进行电路设计时应注意:
(1)输出保护.当负载为感性时,由于电流的滞后会引起电压的反冲尖峰,该尖峰电压出现在功放管的输出端,极易击穿其输出级.为保证功放管安全,应在其输出端与电源之间并接高速快恢复二极管,其反向恢复时间小于100ns.
(2) 电流限制.为保证功放管工作在安全工作区内,应采用限流电阻进行限流,以防止电流过大,当电流超过设定的最大电流时,功放管就会自动保护,避免管子损坏.具体接法见图3.限流电阻的选择参照下式:
R=0.809/|IMAX|-0.057
式中IMAX为最大输出电流.
(3) 消除耦合,抑制干扰.主要方法有:外壳接地,对功放管进行屏蔽,防止外部干扰.输入与输出回路隔离,消除由于耦合电容引起的正反馈.
控制单元
控制单元是本装置的核心,负责人机对话,接受键盘信息和串口的程控命令,向各相信号发生器发出控制命令,包括电压幅值和相位值的设定值等.
控制单元电路如图4所示.CPU采用PHILIPS公司的P89C660单片机,它片内带有16Kflash存储器,既可并行编程又可以串行编程.它采用先进的CMOS工艺的80C51内核,指令集与80C51相同,但指令周期为6个时钟周期,是传统80C51的一半.内部硬件结构比传统的80C51增加了I2C串行接口、可编程计数器阵列、可编程时钟输出及Boot ROM等,使芯片功能更强大.显示器选用清华蓬远的点阵式液晶图形显示模块M-12864.该模块内藏点阵图形显示控制器,提供了行、列驱动器及显示缓冲区RAM的接口,与单片机的接口十分方便,可显示中文、西文及图形等.8279是通用可编程键盘、显示器接口芯片,它能管理64键的键盘,自动扫描、消抖、识别按键、给出键码,且易于接口.

软件设计
在软件设计时,分为控制单元和信号发生器两部分进行.其程序设计基本方法相同,都是先实现一个简练的主程序,然后在此基础上,把所有要完成的功能编制成相应的任务模块.根据模块各自的特点,或者由系统统一调度,或者在响应中断后执行,最后完成整个软件系统的功能.
信号发生器主要软件模块有:
(1)系统自整定模块:其功能是完成系统的自动整定,包括整机硬件设备的自检、自诊断等.
(2)正弦信号发生模块:将按照正弦规律变化的数据存放在存储器当中,CPU根据输出电压的频率的设定值计算出正弦信号的周期,再计算输出数据的间隔步长,按此步长周期性地输出正弦数据.根据设定的输出电压的幅值,计算D/A转换器的参考电压UREF值,由单片机内部的D/A转换器输出.
(3)数据采集及处理模块:主要功能是按照交流采样法完成交流电流和交流电压信号的采样并计算出其相应的真有效值.测量相邻两相电压之间的相位差.
(4)计算和调整模块:根据控制单元设定的电压及相邻电压相位差,计算、分析、确定调整方向和它的步长值,使输出达到设定值.
控制单元主要软件模块有:
(1)键盘处理模块和液晶显示模块:键盘处理模块完成按键的识别功能,并在确认有效按键后调用相应按键功能函数进行处理.显示模块则负责管理各级菜单,显示参数的设定情况、执行情况、以及仪器自检等内容.
(2) RS485通信模块:完成异步串行口RS485接口管理功能,负责接收来自远程控制命令.
(3) I2C通信模块: 完成装置内部控制命令及数据传送的管理.负责发送功率源输出的参数及控制命令,接收信号发生器送回的状态信号.

主要技术指标
该三相交流功率源的主要技术指标如下:
● 输出相电压范围 0~220V
● 输出相电流范围 0~7A
● 输出频率范围 40~60Hz
● 每相最大输出功率 200W
● 电压、电流调节步长 0.5%
● 输出电压、电流精度≤0.5%
● 输出频率精度 ≤0.1Hz
● 输出正弦波波形失真度≤0.8%

结语
程控三相交流功率源在结构上采用了基于I2C串行总线的多CPU结构,使得本装置对输出的控制能力具有较大的灵活性.在单片机的选型上充分利用内部资源丰富、性能强大的单片机,大大地简化了装置的硬件设计.选择单片大功率集成运算放大器作为装置的功率放大,可以简化功放电路的设计与调试,并使它的性能指标得到提高.总之,程控三相交流功率源具有各相分别程控调幅、调相、正弦波功率输出等强大的功能,又有操作方便、工作可靠等特点.它将给一些产品试验以及计量领域提供极其方便的试验设备和条件,并解决了某些难以解决的问题.■
参考文献:
1．潘琢金,施国君 编著, C8051Fxxx 高速SOC单片及原理及应用,北京航空航天大学出版社 2002年.
2． PHILIPS最新80C51系列单片机数据手册,广州周立功单片机发展有限公司.
3．BURR-BROWN IC DATABOOK,LINER PRODUCTS, 1995.


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图1 整机框图
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图2 相信号发生器
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图3 功放原理图
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图4 控制单元原理图

没想到还有文章看,全都保存了!

谢谢楼主!

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文章之五
用于通信系统的低电压、大电流电源及其设计实例
1104471642.doc

文章之六
设计高性能65W双路输出1/4砖型模块电源
1104472102.doc

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各位朋友新年好!

文章之七

USB外设的电源设计

1104803289.doc

文章之八

降低线性Li+电池充电器功耗的途径

1104803364.doc

文章之九

准方波谐振仿真从简化模型中受益


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文章之十

高可靠性分散供电板级解决方案

1104889852.doc

文章之十一

多功能AAT3680锂电池线性充电控制器

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文章之十二

多输出隔离电源利用次级侧同步后置稳压器实现高效率

1105321925.doc

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文章之十四

笔记本电脑供电问题的探讨与措施
1105923674.doc

文章之十三
锂离子电池供电便携式产品的降压新器件
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