各位大虾:
从48V(DC)直接升压到400V,输出功率为3000W左右,用什么拓扑最好?
如果用移相全桥电路主要的弊端在哪儿?
从48V(DC)直接升压到400V,输出功率为3000W左右,用什么拓扑最好?
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@楚天?
平均電流也是抗偏磁的控制方法.推挽常見于各種“停電寶”之類的逆變器.幾個KW是可以實現的.但是通常需要電流型控制,因為推挽電路在用電壓型控制時,會有很嚴重的偏磁問題.而如果采用電流型控制就不存在這個問題了.
你所说的电流控制是下面的那一种情况?
(1)电流环内环,电压环外环(电压环的输出是电流环的给定)的双环控制系统,这种控制方式我们成为电流型控制?
(2)还是双单环控制系统(一个电压环,一个电流环,但是两个环路是独立的),电流环工作时,电压环不起作用;电压环工作时电流环不起作用;一般情况电流环起作用.这种控制方式我们称之为电压性控制?
不知你们的理解是否与我一样?同时电流型控制为什么可以抑制磁偏呢?有时间请回答,谢谢!!
(1)电流环内环,电压环外环(电压环的输出是电流环的给定)的双环控制系统,这种控制方式我们成为电流型控制?
(2)还是双单环控制系统(一个电压环,一个电流环,但是两个环路是独立的),电流环工作时,电压环不起作用;电压环工作时电流环不起作用;一般情况电流环起作用.这种控制方式我们称之为电压性控制?
不知你们的理解是否与我一样?同时电流型控制为什么可以抑制磁偏呢?有时间请回答,谢谢!!
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@yuanwen
你所说的电流控制是下面的那一种情况?(1)电流环内环,电压环外环(电压环的输出是电流环的给定)的双环控制系统,这种控制方式我们成为电流型控制?(2)还是双单环控制系统(一个电压环,一个电流环,但是两个环路是独立的),电流环工作时,电压环不起作用;电压环工作时电流环不起作用;一般情况电流环起作用.这种控制方式我们称之为电压性控制?不知你们的理解是否与我一样?同时电流型控制为什么可以抑制磁偏呢?有时间请回答,谢谢!!
两种都不是.
电流型控制的是线圈中的电流值,或者峰值,或者平均,或者范围----这个并不等同于输出电流.
可以说,电流型控制本质上是控制磁场.
请注意:电流型控制与电压型控制所指的是PWM/PFM的调制策略,跟反馈没有关系.这个不是反馈环.控制策略是讨论拓扑的开环特性.
而所谓电流内环与电压外环是指反馈控制环路.你说的内外环与并环结构都跟电流型或电压型无关.
简单说,3525也可以做一个电流电压双环控制的电源,但是这个电源是电压型控制的.因为它的PWM直接受到误差电影控制.若换成3846,则几乎就是电流型的.
电流型控制的是线圈中的电流值,或者峰值,或者平均,或者范围----这个并不等同于输出电流.
可以说,电流型控制本质上是控制磁场.
请注意:电流型控制与电压型控制所指的是PWM/PFM的调制策略,跟反馈没有关系.这个不是反馈环.控制策略是讨论拓扑的开环特性.
而所谓电流内环与电压外环是指反馈控制环路.你说的内外环与并环结构都跟电流型或电压型无关.
简单说,3525也可以做一个电流电压双环控制的电源,但是这个电源是电压型控制的.因为它的PWM直接受到误差电影控制.若换成3846,则几乎就是电流型的.
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@yuanwen
你所说的电流控制是下面的那一种情况?(1)电流环内环,电压环外环(电压环的输出是电流环的给定)的双环控制系统,这种控制方式我们成为电流型控制?(2)还是双单环控制系统(一个电压环,一个电流环,但是两个环路是独立的),电流环工作时,电压环不起作用;电压环工作时电流环不起作用;一般情况电流环起作用.这种控制方式我们称之为电压性控制?不知你们的理解是否与我一样?同时电流型控制为什么可以抑制磁偏呢?有时间请回答,谢谢!!
两种都不是.
电流型控制的是线圈中的电流值,或者峰值,或者平均,或者范围----这个并不等同于输出电流.
可以说,电流型控制本质上是控制磁场.
请注意:电流型控制与电压型控制所指的是PWM/PFM的调制策略,跟反馈没有关系.这个不是反馈环.控制策略是讨论拓扑的开环特性.
而所谓电流内环与电压外环是指反馈控制环路.你说的内外环与并环结构都跟电流型或电压型无关.
简单说,3525也可以做一个电流电压双环控制的电源,但是这个电源是电压型控制的.因为它的PWM直接受到误差电影控制.若换成3846,则几乎就是电流型的.
电流型控制的是线圈中的电流值,或者峰值,或者平均,或者范围----这个并不等同于输出电流.
可以说,电流型控制本质上是控制磁场.
请注意:电流型控制与电压型控制所指的是PWM/PFM的调制策略,跟反馈没有关系.这个不是反馈环.控制策略是讨论拓扑的开环特性.
而所谓电流内环与电压外环是指反馈控制环路.你说的内外环与并环结构都跟电流型或电压型无关.
简单说,3525也可以做一个电流电压双环控制的电源,但是这个电源是电压型控制的.因为它的PWM直接受到误差电影控制.若换成3846,则几乎就是电流型的.
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@xzszrs
对于三千瓦的电源,导通损耗是多了25W,但开关损耗呢?用移相全桥可以轻松工作在软开管状态下.
对于PS-FB-ZVS来说,
1、存在电压占空比丢失问题,在低压输入下,影响尤其恶劣.
2、滞后桥臂在低功率下较难ZVS--并联Cds反而使得开通损耗加剧.
3、不管如何改进,PS-FB存在固有的直流环流(无功电流)这在低压系统中也会产生很大的通态损耗.
4、PS-FB的开关损耗并不是“0”只是比常规损耗低大约20-30(有篇IEEE文献曾经提及此问题,不幸忘记是那篇了.抱歉啊.)倍左右.
以上是个人观点.因为实在是没在48V下做过PS-FB.
通过增加无损吸收,可以降低硬开关的损耗.
双低边驱动双管--结构也比较简单.
1、存在电压占空比丢失问题,在低压输入下,影响尤其恶劣.
2、滞后桥臂在低功率下较难ZVS--并联Cds反而使得开通损耗加剧.
3、不管如何改进,PS-FB存在固有的直流环流(无功电流)这在低压系统中也会产生很大的通态损耗.
4、PS-FB的开关损耗并不是“0”只是比常规损耗低大约20-30(有篇IEEE文献曾经提及此问题,不幸忘记是那篇了.抱歉啊.)倍左右.
以上是个人观点.因为实在是没在48V下做过PS-FB.
通过增加无损吸收,可以降低硬开关的损耗.
双低边驱动双管--结构也比较简单.
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@楚天?
对于PS-FB-ZVS来说,1、存在电压占空比丢失问题,在低压输入下,影响尤其恶劣.2、滞后桥臂在低功率下较难ZVS--并联Cds反而使得开通损耗加剧.3、不管如何改进,PS-FB存在固有的直流环流(无功电流)这在低压系统中也会产生很大的通态损耗.4、PS-FB的开关损耗并不是“0”只是比常规损耗低大约20-30(有篇IEEE文献曾经提及此问题,不幸忘记是那篇了.抱歉啊.)倍左右.以上是个人观点.因为实在是没在48V下做过PS-FB.通过增加无损吸收,可以降低硬开关的损耗.双低边驱动双管--结构也比较简单.
推挽是成本低,电路简单,效率也不错.移相全桥也是一种选择,有优点也有缺点,如果经常工作在半载以上效率就较高了.移相全桥的缺点可以有以下几种方式改进:
1.滞后桥臂在低功率下较难ZVS,可以改为滞后桥臂为ZCS.
2.存在电压占空比丢失问题,可采用饱和电感.
以上个人意见.
1.滞后桥臂在低功率下较难ZVS,可以改为滞后桥臂为ZCS.
2.存在电压占空比丢失问题,可采用饱和电感.
以上个人意见.
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@楚天?
两种都不是.电流型控制的是线圈中的电流值,或者峰值,或者平均,或者范围----这个并不等同于输出电流.可以说,电流型控制本质上是控制磁场.请注意:电流型控制与电压型控制所指的是PWM/PFM的调制策略,跟反馈没有关系.这个不是反馈环.控制策略是讨论拓扑的开环特性.而所谓电流内环与电压外环是指反馈控制环路.你说的内外环与并环结构都跟电流型或电压型无关.简单说,3525也可以做一个电流电压双环控制的电源,但是这个电源是电压型控制的.因为它的PWM直接受到误差电影控制.若换成3846,则几乎就是电流型的.
两位的讲解真是精彩,学习中....
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@xzszrs
推挽是成本低,电路简单,效率也不错.移相全桥也是一种选择,有优点也有缺点,如果经常工作在半载以上效率就较高了.移相全桥的缺点可以有以下几种方式改进:1.滞后桥臂在低功率下较难ZVS,可以改为滞后桥臂为ZCS.2.存在电压占空比丢失问题,可采用饱和电感.以上个人意见.
各有利弊吧.
最近几天较忙,现在看看前面的帖子确是有些偏颇.
其实这个电压和功率范围还真的算是一个交叉,要电压再高点也就是了,再低点也不说了.偏生就48V这个不高不低的样子.
但是我个人还是坚持推挽吧.
上面说的ZV-ZCS,那可是要串联反向阻断二极管的,不串联的话软开关范围也扩不大多少.
FB-ZVS几个问题说一下
1、隔直电容通过电流太大(低压),损耗很大.可通过电流型控制解决.
2、谐振电感损耗较大(低压),调整不易.
3、存在谐振环流(软开关过程)增加了通态损耗(低压加剧).
4、存在电压占空币丢失问题,尤其是输入电压在48V-10%的时候,占空比势必加大而导致导通损耗的升高.
5、轻载ZVS效果极差,可能会导致轻载损耗甚至超过重载.(这并不鲜见)
6、存在高边驱动,且由于管子电流定额较高而使得QG大,导致驱动功率需要也大.常见的变压器驱动未必能够很好开通,需要仔细设计.
7、控制芯片较贵.
8、据说输出二极管工况比较恶劣.
呵呵,说了这么多,不是说FBZVS不好,只是不太合适在低压里边用.前边注解低压的几条就是.
电压低了确实不好处理啊.
最近几天较忙,现在看看前面的帖子确是有些偏颇.
其实这个电压和功率范围还真的算是一个交叉,要电压再高点也就是了,再低点也不说了.偏生就48V这个不高不低的样子.
但是我个人还是坚持推挽吧.
上面说的ZV-ZCS,那可是要串联反向阻断二极管的,不串联的话软开关范围也扩不大多少.
FB-ZVS几个问题说一下
1、隔直电容通过电流太大(低压),损耗很大.可通过电流型控制解决.
2、谐振电感损耗较大(低压),调整不易.
3、存在谐振环流(软开关过程)增加了通态损耗(低压加剧).
4、存在电压占空币丢失问题,尤其是输入电压在48V-10%的时候,占空比势必加大而导致导通损耗的升高.
5、轻载ZVS效果极差,可能会导致轻载损耗甚至超过重载.(这并不鲜见)
6、存在高边驱动,且由于管子电流定额较高而使得QG大,导致驱动功率需要也大.常见的变压器驱动未必能够很好开通,需要仔细设计.
7、控制芯片较贵.
8、据说输出二极管工况比较恶劣.
呵呵,说了这么多,不是说FBZVS不好,只是不太合适在低压里边用.前边注解低压的几条就是.
电压低了确实不好处理啊.
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@楚天?
各有利弊吧.最近几天较忙,现在看看前面的帖子确是有些偏颇.其实这个电压和功率范围还真的算是一个交叉,要电压再高点也就是了,再低点也不说了.偏生就48V这个不高不低的样子.但是我个人还是坚持推挽吧.上面说的ZV-ZCS,那可是要串联反向阻断二极管的,不串联的话软开关范围也扩不大多少.FB-ZVS几个问题说一下1、隔直电容通过电流太大(低压),损耗很大.可通过电流型控制解决.2、谐振电感损耗较大(低压),调整不易.3、存在谐振环流(软开关过程)增加了通态损耗(低压加剧).4、存在电压占空币丢失问题,尤其是输入电压在48V-10%的时候,占空比势必加大而导致导通损耗的升高.5、轻载ZVS效果极差,可能会导致轻载损耗甚至超过重载.(这并不鲜见)6、存在高边驱动,且由于管子电流定额较高而使得QG大,导致驱动功率需要也大.常见的变压器驱动未必能够很好开通,需要仔细设计.7、控制芯片较贵.8、据说输出二极管工况比较恶劣.呵呵,说了这么多,不是说FBZVS不好,只是不太合适在低压里边用.前边注解低压的几条就是.电压低了确实不好处理啊.
另,3000W的功率也不太好提高频率.总算20K-50K吧.再高了可能也会增加成本.
尽管很多人对推挽都不待见,可是我所接触的通信电源里边,采用推挽的确实不少.当然了,都是48+-20%以及一下的.
其实,推挽反过来就是全波整流了,这个大家都常用了吧.
整流和变换其实在磁芯上来看是差不多的啦.这样想想也就释然了.
尽管很多人对推挽都不待见,可是我所接触的通信电源里边,采用推挽的确实不少.当然了,都是48+-20%以及一下的.
其实,推挽反过来就是全波整流了,这个大家都常用了吧.
整流和变换其实在磁芯上来看是差不多的啦.这样想想也就释然了.
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@楚天?
各有利弊吧.最近几天较忙,现在看看前面的帖子确是有些偏颇.其实这个电压和功率范围还真的算是一个交叉,要电压再高点也就是了,再低点也不说了.偏生就48V这个不高不低的样子.但是我个人还是坚持推挽吧.上面说的ZV-ZCS,那可是要串联反向阻断二极管的,不串联的话软开关范围也扩不大多少.FB-ZVS几个问题说一下1、隔直电容通过电流太大(低压),损耗很大.可通过电流型控制解决.2、谐振电感损耗较大(低压),调整不易.3、存在谐振环流(软开关过程)增加了通态损耗(低压加剧).4、存在电压占空币丢失问题,尤其是输入电压在48V-10%的时候,占空比势必加大而导致导通损耗的升高.5、轻载ZVS效果极差,可能会导致轻载损耗甚至超过重载.(这并不鲜见)6、存在高边驱动,且由于管子电流定额较高而使得QG大,导致驱动功率需要也大.常见的变压器驱动未必能够很好开通,需要仔细设计.7、控制芯片较贵.8、据说输出二极管工况比较恶劣.呵呵,说了这么多,不是说FBZVS不好,只是不太合适在低压里边用.前边注解低压的几条就是.电压低了确实不好处理啊.
兄台是用过移相全桥.
针对移相全桥你所说的很多问题其实并不是什么问题.个人理解.
1.该问题我还不是很明白,因为我还不知道电容的损耗怎样计算.兄台请指教.
2.48V 升压到400v,可直接利用变压器的漏电感,不必使用专门的谐振电感.经过计算,在半载以上滞后臂实现ZVS,所需要的谐振电感很小,只需要0.1u以下,现在变压器厂商,很少能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uF.
3.问题3我还不是很明白,通态时,谐振环流从何而来?谐振环流也只是在开关切换瞬间才有,为什么会增加通态损耗呢?
4.的确存在占空比丢失问题,大不了变压器副边多加匝数,我认为占空比丢失只是增加变压器副边的整流二极管的电压应力,不明白什么会增加MOSFET的通态损耗,只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变,损耗增加从何而来?
5.轻载移相全桥的效率很低,但是可以使其在轻载时直接使用PWM方式,而不使用PS方式,而且半载以下的机会很少.
6.该问题的确存在.
7.该问题不存在,因为现在我们使用的软件控制,使用什么拓扑,都是在DSP2808上实现控制的.
8.问题有,但是48V不存在,因为48V升压到400V,不使用专门的谐振电感.其变压器的漏感很小,射到变压器副边与整流二极管的结电容谐振也比较小,如果有专门的谐振的漏感反电感,那就不一样.即使有现在也有了比较好的处理方法,同样,推挽可存在该问题.
同时推挽电路的存在的疑问:
1.磁偏问题,采用电流型控制可以解决磁偏问题,但是输入电流纹波如何控制?
2.变压器原边如何去磁,即变压器原边的两个绕组的伏秒平衡如何得到?因为在开关管关断时,绕组没有续留回路,这将会导致MOSFET上出现很大的剑锋电压,增加MOSFET的电压应力.
3.变压器的利用效率不高,从而导致变压器效率下降.因为变压器原边始终只有一半绕组在其作用.
针对移相全桥你所说的很多问题其实并不是什么问题.个人理解.
1.该问题我还不是很明白,因为我还不知道电容的损耗怎样计算.兄台请指教.
2.48V 升压到400v,可直接利用变压器的漏电感,不必使用专门的谐振电感.经过计算,在半载以上滞后臂实现ZVS,所需要的谐振电感很小,只需要0.1u以下,现在变压器厂商,很少能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uF.
3.问题3我还不是很明白,通态时,谐振环流从何而来?谐振环流也只是在开关切换瞬间才有,为什么会增加通态损耗呢?
4.的确存在占空比丢失问题,大不了变压器副边多加匝数,我认为占空比丢失只是增加变压器副边的整流二极管的电压应力,不明白什么会增加MOSFET的通态损耗,只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变,损耗增加从何而来?
5.轻载移相全桥的效率很低,但是可以使其在轻载时直接使用PWM方式,而不使用PS方式,而且半载以下的机会很少.
6.该问题的确存在.
7.该问题不存在,因为现在我们使用的软件控制,使用什么拓扑,都是在DSP2808上实现控制的.
8.问题有,但是48V不存在,因为48V升压到400V,不使用专门的谐振电感.其变压器的漏感很小,射到变压器副边与整流二极管的结电容谐振也比较小,如果有专门的谐振的漏感反电感,那就不一样.即使有现在也有了比较好的处理方法,同样,推挽可存在该问题.
同时推挽电路的存在的疑问:
1.磁偏问题,采用电流型控制可以解决磁偏问题,但是输入电流纹波如何控制?
2.变压器原边如何去磁,即变压器原边的两个绕组的伏秒平衡如何得到?因为在开关管关断时,绕组没有续留回路,这将会导致MOSFET上出现很大的剑锋电压,增加MOSFET的电压应力.
3.变压器的利用效率不高,从而导致变压器效率下降.因为变压器原边始终只有一半绕组在其作用.
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@yuanwen
兄台是用过移相全桥.针对移相全桥你所说的很多问题其实并不是什么问题.个人理解.1.该问题我还不是很明白,因为我还不知道电容的损耗怎样计算.兄台请指教.2.48V升压到400v,可直接利用变压器的漏电感,不必使用专门的谐振电感.经过计算,在半载以上滞后臂实现ZVS,所需要的谐振电感很小,只需要0.1u以下,现在变压器厂商,很少能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uF.3.问题3我还不是很明白,通态时,谐振环流从何而来?谐振环流也只是在开关切换瞬间才有,为什么会增加通态损耗呢?4.的确存在占空比丢失问题,大不了变压器副边多加匝数,我认为占空比丢失只是增加变压器副边的整流二极管的电压应力,不明白什么会增加MOSFET的通态损耗,只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变,损耗增加从何而来?5.轻载移相全桥的效率很低,但是可以使其在轻载时直接使用PWM方式,而不使用PS方式,而且半载以下的机会很少.6.该问题的确存在.7.该问题不存在,因为现在我们使用的软件控制,使用什么拓扑,都是在DSP2808上实现控制的.8.问题有,但是48V不存在,因为48V升压到400V,不使用专门的谐振电感.其变压器的漏感很小,射到变压器副边与整流二极管的结电容谐振也比较小,如果有专门的谐振的漏感反电感,那就不一样.即使有现在也有了比较好的处理方法,同样,推挽可存在该问题.同时推挽电路的存在的疑问:1.磁偏问题,采用电流型控制可以解决磁偏问题,但是输入电流纹波如何控制?2.变压器原边如何去磁,即变压器原边的两个绕组的伏秒平衡如何得到?因为在开关管关断时,绕组没有续留回路,这将会导致MOSFET上出现很大的剑锋电压,增加MOSFET的电压应力.3.变压器的利用效率不高,从而导致变压器效率下降.因为变压器原边始终只有一半绕组在其作用.
确实如此.
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@yuanwen
兄台是用过移相全桥.针对移相全桥你所说的很多问题其实并不是什么问题.个人理解.1.该问题我还不是很明白,因为我还不知道电容的损耗怎样计算.兄台请指教.2.48V升压到400v,可直接利用变压器的漏电感,不必使用专门的谐振电感.经过计算,在半载以上滞后臂实现ZVS,所需要的谐振电感很小,只需要0.1u以下,现在变压器厂商,很少能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uF.3.问题3我还不是很明白,通态时,谐振环流从何而来?谐振环流也只是在开关切换瞬间才有,为什么会增加通态损耗呢?4.的确存在占空比丢失问题,大不了变压器副边多加匝数,我认为占空比丢失只是增加变压器副边的整流二极管的电压应力,不明白什么会增加MOSFET的通态损耗,只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变,损耗增加从何而来?5.轻载移相全桥的效率很低,但是可以使其在轻载时直接使用PWM方式,而不使用PS方式,而且半载以下的机会很少.6.该问题的确存在.7.该问题不存在,因为现在我们使用的软件控制,使用什么拓扑,都是在DSP2808上实现控制的.8.问题有,但是48V不存在,因为48V升压到400V,不使用专门的谐振电感.其变压器的漏感很小,射到变压器副边与整流二极管的结电容谐振也比较小,如果有专门的谐振的漏感反电感,那就不一样.即使有现在也有了比较好的处理方法,同样,推挽可存在该问题.同时推挽电路的存在的疑问:1.磁偏问题,采用电流型控制可以解决磁偏问题,但是输入电流纹波如何控制?2.变压器原边如何去磁,即变压器原边的两个绕组的伏秒平衡如何得到?因为在开关管关断时,绕组没有续留回路,这将会导致MOSFET上出现很大的剑锋电压,增加MOSFET的电压应力.3.变压器的利用效率不高,从而导致变压器效率下降.因为变压器原边始终只有一半绕组在其作用.
1、电容的损耗有很多方面.在这里主要是ESR.通过电容的电流取有效值平方乘以ESR.大功率的变换器中,电容也是要产生很大热量的,甚至某些场合需要用水冷或者油冷(大功率发射机、高频感应加热)
2、在提出FB-PS-ZVS的时候确实大家都觉得这个特性比较好,甚至有的故意设计,使得变压器漏感较大而达到省掉一个谐振电感的目的.但是变压器漏感这个参数在批量生产时一致性难以保证.所以,这种技术目前还未见大规模应用.就我所经手的KW级的通信电源中,还没有一款是省略掉谐振电感的.刘胜利老师在其书中用了相当篇幅来说明谐振电感的设计与调试.由此可见一斑.
3、谐振环流是在两个低边管或者高边管之间流动的.正式因为谐振环流的存在使得电压占空币丢失.可以找一些专门论述电压占空币丢失的文章分析一下.
4、占空丢失并不是简单的增加匝数就能解决的.增加匝数最直接的就是降低了填充系数,增加了直流阻抗,可能会因为饶不下绕组而不得不选用跟大的磁芯.占空币丢失的根本原因是谐振环流能量的转换占用了有源时间.所以,软开关范围和传递功率基本上决定了占空币丢失程度.匝数在这里影响很小.
5、重载PS,轻载PWM需要芯片支持.轻载降低频率也可以.这个有报道.不过如果不是单芯片解决方案恐怕会有可靠性的降低.若不处理好谐振问题,轻载或者空载时,是有可能烧管子的.尽管这种情况非常少发生.呵呵
6、……
7、DSP有DSP的好处.但是我这里,艾默生的电源,用2406做的控制,一烧一面一面的.不知道是程序的问题,还是设计的问题.但是这个是趋势.就是实现电流型控制恐怕要困难.期待技术进步.
8、谐振电感的感量只是一个方面.副边二极管上的谐振电压是跟谐振电感的能量有关系的.能量是E=(I*IL)/2,电压低了感量小了,但是电流大了.所以,总的恶劣情况还是看功率级别和ZVS区间大小的.看问题要全面.
推挽问题
1、输入纹波应当是一样的.套用你前面的话“只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变”呵呵.当然啦,必要的EMI/EMC措施还是要有的.
2、磁芯复位并不是指定激励绕组做的.源边、副边甚至第三边绕组都可以.参考正激的磁复位方式.需要处理的是变压器漏感上的能量.我前面提到了,可以增加无损缓冲来吸收.当然,这样也不是万能的.但是相对好过点.呵呵
3、“变压器的利用效率不高”是从何说起的呢?上面我说过了,推挽和全波整流是一回事.要是推挽的“变压器的利用效率不高”同样也不高.如果这样,何以全波整流大行其道呢?源边用一半绕组,但是每半绕组也只传递一般的能量所以,在同样的铜损指标下,推挽唯一不利的是多了一个大电流的抽头.但就我所见,这好像也不是什么大不了的问题.至少在我所见的通信电源48V100A都是这样做的.再大的电流,都是用多个副边全波整流的--难道说效率更低了不成?
2、在提出FB-PS-ZVS的时候确实大家都觉得这个特性比较好,甚至有的故意设计,使得变压器漏感较大而达到省掉一个谐振电感的目的.但是变压器漏感这个参数在批量生产时一致性难以保证.所以,这种技术目前还未见大规模应用.就我所经手的KW级的通信电源中,还没有一款是省略掉谐振电感的.刘胜利老师在其书中用了相当篇幅来说明谐振电感的设计与调试.由此可见一斑.
3、谐振环流是在两个低边管或者高边管之间流动的.正式因为谐振环流的存在使得电压占空币丢失.可以找一些专门论述电压占空币丢失的文章分析一下.
4、占空丢失并不是简单的增加匝数就能解决的.增加匝数最直接的就是降低了填充系数,增加了直流阻抗,可能会因为饶不下绕组而不得不选用跟大的磁芯.占空币丢失的根本原因是谐振环流能量的转换占用了有源时间.所以,软开关范围和传递功率基本上决定了占空币丢失程度.匝数在这里影响很小.
5、重载PS,轻载PWM需要芯片支持.轻载降低频率也可以.这个有报道.不过如果不是单芯片解决方案恐怕会有可靠性的降低.若不处理好谐振问题,轻载或者空载时,是有可能烧管子的.尽管这种情况非常少发生.呵呵
6、……
7、DSP有DSP的好处.但是我这里,艾默生的电源,用2406做的控制,一烧一面一面的.不知道是程序的问题,还是设计的问题.但是这个是趋势.就是实现电流型控制恐怕要困难.期待技术进步.
8、谐振电感的感量只是一个方面.副边二极管上的谐振电压是跟谐振电感的能量有关系的.能量是E=(I*IL)/2,电压低了感量小了,但是电流大了.所以,总的恶劣情况还是看功率级别和ZVS区间大小的.看问题要全面.
推挽问题
1、输入纹波应当是一样的.套用你前面的话“只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变”呵呵.当然啦,必要的EMI/EMC措施还是要有的.
2、磁芯复位并不是指定激励绕组做的.源边、副边甚至第三边绕组都可以.参考正激的磁复位方式.需要处理的是变压器漏感上的能量.我前面提到了,可以增加无损缓冲来吸收.当然,这样也不是万能的.但是相对好过点.呵呵
3、“变压器的利用效率不高”是从何说起的呢?上面我说过了,推挽和全波整流是一回事.要是推挽的“变压器的利用效率不高”同样也不高.如果这样,何以全波整流大行其道呢?源边用一半绕组,但是每半绕组也只传递一般的能量所以,在同样的铜损指标下,推挽唯一不利的是多了一个大电流的抽头.但就我所见,这好像也不是什么大不了的问题.至少在我所见的通信电源48V100A都是这样做的.再大的电流,都是用多个副边全波整流的--难道说效率更低了不成?
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@楚天?
1、电容的损耗有很多方面.在这里主要是ESR.通过电容的电流取有效值平方乘以ESR.大功率的变换器中,电容也是要产生很大热量的,甚至某些场合需要用水冷或者油冷(大功率发射机、高频感应加热)2、在提出FB-PS-ZVS的时候确实大家都觉得这个特性比较好,甚至有的故意设计,使得变压器漏感较大而达到省掉一个谐振电感的目的.但是变压器漏感这个参数在批量生产时一致性难以保证.所以,这种技术目前还未见大规模应用.就我所经手的KW级的通信电源中,还没有一款是省略掉谐振电感的.刘胜利老师在其书中用了相当篇幅来说明谐振电感的设计与调试.由此可见一斑.3、谐振环流是在两个低边管或者高边管之间流动的.正式因为谐振环流的存在使得电压占空币丢失.可以找一些专门论述电压占空币丢失的文章分析一下.4、占空丢失并不是简单的增加匝数就能解决的.增加匝数最直接的就是降低了填充系数,增加了直流阻抗,可能会因为饶不下绕组而不得不选用跟大的磁芯.占空币丢失的根本原因是谐振环流能量的转换占用了有源时间.所以,软开关范围和传递功率基本上决定了占空币丢失程度.匝数在这里影响很小.5、重载PS,轻载PWM需要芯片支持.轻载降低频率也可以.这个有报道.不过如果不是单芯片解决方案恐怕会有可靠性的降低.若不处理好谐振问题,轻载或者空载时,是有可能烧管子的.尽管这种情况非常少发生.呵呵6、……7、DSP有DSP的好处.但是我这里,艾默生的电源,用2406做的控制,一烧一面一面的.不知道是程序的问题,还是设计的问题.但是这个是趋势.就是实现电流型控制恐怕要困难.期待技术进步.8、谐振电感的感量只是一个方面.副边二极管上的谐振电压是跟谐振电感的能量有关系的.能量是E=(I*IL)/2,电压低了感量小了,但是电流大了.所以,总的恶劣情况还是看功率级别和ZVS区间大小的.看问题要全面.推挽问题1、输入纹波应当是一样的.套用你前面的话“只要变压器效率不变,开关频率不变,原边的电压电流都不会改变”呵呵.当然啦,必要的EMI/EMC措施还是要有的.2、磁芯复位并不是指定激励绕组做的.源边、副边甚至第三边绕组都可以.参考正激的磁复位方式.需要处理的是变压器漏感上的能量.我前面提到了,可以增加无损缓冲来吸收.当然,这样也不是万能的.但是相对好过点.呵呵3、“变压器的利用效率不高”是从何说起的呢?上面我说过了,推挽和全波整流是一回事.要是推挽的“变压器的利用效率不高”同样也不高.如果这样,何以全波整流大行其道呢?源边用一半绕组,但是每半绕组也只传递一般的能量所以,在同样的铜损指标下,推挽唯一不利的是多了一个大电流的抽头.但就我所见,这好像也不是什么大不了的问题.至少在我所见的通信电源48V100A都是这样做的.再大的电流,都是用多个副边全波整流的--难道说效率更低了不成?
1.不再多说,隔直电容使用的CBB电容,且容值很小,一般为3uF左右,其ESR应该很小(具体不是很清楚),电容损耗我想不用考虑.
2.移相全桥电路现在已经在大量运用了.48V升压400V与普通的通信电源差异很大,为什么一般的电源或者是通信电源的谐振电感不能省掉?主要是因为通信电压的D2D的输入电压很高一般在400V,而移相全桥电路在输入电压越低便越容易实现软开关,一般通信电源(3000W,都是在半载以上滞后臂实现软开关)的使用移相全桥电路中谐振电感一般需要10uH左右,而48V升压400V的谐振电感只需要0.1uH.这就是最大的区别所在.因此通信电源一定需要加专门的谐振电感,48V升压400V可以不使用专门的谐振电感,因为现在变压器厂商,在变压器不开气隙的情况下,还不能能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uH.所以根本不存在您所说的变压器的漏感不要控制.
3.占空比丢失并不是您所说的谐振环流.占空必丢失的真正原因是滞后臂换向期间输出整流二极管的同时导通,导致变压器短路,而将输入电感全部降落在谐振电感,其实这也是谐振电感的换流过程(正的最大换向负的最大,或负的最大换向正的最大),所以谐振电感越大,占空比丢失越大.
4.占空比丢失通过增加副边匝数(问题也有,增加副边整流二极管的电压应力),只会使增加变压器填充系数,怎么会降低变压器的填充系数,不明白.同时全桥电路使用的变压器肯定会比同样的推挽电路使用的变压器的规格小.因为在副边不变的情况下,推挽需要两个原边绕组,而全桥只需一个,只是流过的电流比较小而已.
5.在DSP实现PWM与PS的转换很容易.同时PWM与PS使用的同样的开关频率,不存在变频问题,只是在轻载时不需要移相而已,所以不存在您所说的轻载下烧开关管的问题,该控制方式已经大量应用,目前还没有出现您所说的问题.
6...
7.我做过用DSP来控制移相全桥做的通信电源,现在已经批量生产,没有出现大的问题.同时软件实现电流型控制也不是很困难.
8.同时我现在做了一下实验(48升压到400V),变压器副边采用无损吸收电路(采用有损吸收也可以,只是效率损失一点而已),二极管的电压尖峰控制得很好,只有很少一点尖峰.
推挽电路的问题:
1.采用电流型控制输入电流应该不会有太大问题,全桥应该一样.
2.推挽电路的磁复位与正极变换器不一样.正激在开关管关断时,可以通过DRC电路去磁.而推挽电路在开关管关断时,完全没有去磁通路.
3.变压器利用效率不高的问题,不知道您是否真正的设计过推挽电路?推挽电路变压器的设计与全桥电路的变压器设计是有一点点区别的.计算变压器的功率时,推挽电路是比全桥电路多了一个推挽系数,此系数与占空比有关,但一般为0.7~0.8.因此推挽电路中变压器需要的功率比全桥(同样的工作频率,同样的输出功率)要多出20%~30%.同时,如果你真正设计过通信电源,你就应该知道使用全波整流与桥式整流在计算变压器变压器所需功率时,也是不一样的.使用全波整流时,其变压器所需的功率比桥式整流高出20%左右,其具体的公式在此就不给出了.这主要是因为两个绕组始终只有一个绕组在起作用的原因,其变压器的利用率自然下降.
2.移相全桥电路现在已经在大量运用了.48V升压400V与普通的通信电源差异很大,为什么一般的电源或者是通信电源的谐振电感不能省掉?主要是因为通信电压的D2D的输入电压很高一般在400V,而移相全桥电路在输入电压越低便越容易实现软开关,一般通信电源(3000W,都是在半载以上滞后臂实现软开关)的使用移相全桥电路中谐振电感一般需要10uH左右,而48V升压400V的谐振电感只需要0.1uH.这就是最大的区别所在.因此通信电源一定需要加专门的谐振电感,48V升压400V可以不使用专门的谐振电感,因为现在变压器厂商,在变压器不开气隙的情况下,还不能能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uH.所以根本不存在您所说的变压器的漏感不要控制.
3.占空比丢失并不是您所说的谐振环流.占空必丢失的真正原因是滞后臂换向期间输出整流二极管的同时导通,导致变压器短路,而将输入电感全部降落在谐振电感,其实这也是谐振电感的换流过程(正的最大换向负的最大,或负的最大换向正的最大),所以谐振电感越大,占空比丢失越大.
4.占空比丢失通过增加副边匝数(问题也有,增加副边整流二极管的电压应力),只会使增加变压器填充系数,怎么会降低变压器的填充系数,不明白.同时全桥电路使用的变压器肯定会比同样的推挽电路使用的变压器的规格小.因为在副边不变的情况下,推挽需要两个原边绕组,而全桥只需一个,只是流过的电流比较小而已.
5.在DSP实现PWM与PS的转换很容易.同时PWM与PS使用的同样的开关频率,不存在变频问题,只是在轻载时不需要移相而已,所以不存在您所说的轻载下烧开关管的问题,该控制方式已经大量应用,目前还没有出现您所说的问题.
6...
7.我做过用DSP来控制移相全桥做的通信电源,现在已经批量生产,没有出现大的问题.同时软件实现电流型控制也不是很困难.
8.同时我现在做了一下实验(48升压到400V),变压器副边采用无损吸收电路(采用有损吸收也可以,只是效率损失一点而已),二极管的电压尖峰控制得很好,只有很少一点尖峰.
推挽电路的问题:
1.采用电流型控制输入电流应该不会有太大问题,全桥应该一样.
2.推挽电路的磁复位与正极变换器不一样.正激在开关管关断时,可以通过DRC电路去磁.而推挽电路在开关管关断时,完全没有去磁通路.
3.变压器利用效率不高的问题,不知道您是否真正的设计过推挽电路?推挽电路变压器的设计与全桥电路的变压器设计是有一点点区别的.计算变压器的功率时,推挽电路是比全桥电路多了一个推挽系数,此系数与占空比有关,但一般为0.7~0.8.因此推挽电路中变压器需要的功率比全桥(同样的工作频率,同样的输出功率)要多出20%~30%.同时,如果你真正设计过通信电源,你就应该知道使用全波整流与桥式整流在计算变压器变压器所需功率时,也是不一样的.使用全波整流时,其变压器所需的功率比桥式整流高出20%左右,其具体的公式在此就不给出了.这主要是因为两个绕组始终只有一个绕组在起作用的原因,其变压器的利用率自然下降.
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@yuanwen
1.不再多说,隔直电容使用的CBB电容,且容值很小,一般为3uF左右,其ESR应该很小(具体不是很清楚),电容损耗我想不用考虑.2.移相全桥电路现在已经在大量运用了.48V升压400V与普通的通信电源差异很大,为什么一般的电源或者是通信电源的谐振电感不能省掉?主要是因为通信电压的D2D的输入电压很高一般在400V,而移相全桥电路在输入电压越低便越容易实现软开关,一般通信电源(3000W,都是在半载以上滞后臂实现软开关)的使用移相全桥电路中谐振电感一般需要10uH左右,而48V升压400V的谐振电感只需要0.1uH.这就是最大的区别所在.因此通信电源一定需要加专门的谐振电感,48V升压400V可以不使用专门的谐振电感,因为现在变压器厂商,在变压器不开气隙的情况下,还不能能将3000W左右的变压器的漏感做到小于0.1uH.所以根本不存在您所说的变压器的漏感不要控制.3.占空比丢失并不是您所说的谐振环流.占空必丢失的真正原因是滞后臂换向期间输出整流二极管的同时导通,导致变压器短路,而将输入电感全部降落在谐振电感,其实这也是谐振电感的换流过程(正的最大换向负的最大,或负的最大换向正的最大),所以谐振电感越大,占空比丢失越大.4.占空比丢失通过增加副边匝数(问题也有,增加副边整流二极管的电压应力),只会使增加变压器填充系数,怎么会降低变压器的填充系数,不明白.同时全桥电路使用的变压器肯定会比同样的推挽电路使用的变压器的规格小.因为在副边不变的情况下,推挽需要两个原边绕组,而全桥只需一个,只是流过的电流比较小而已.5.在DSP实现PWM与PS的转换很容易.同时PWM与PS使用的同样的开关频率,不存在变频问题,只是在轻载时不需要移相而已,所以不存在您所说的轻载下烧开关管的问题,该控制方式已经大量应用,目前还没有出现您所说的问题.6...7.我做过用DSP来控制移相全桥做的通信电源,现在已经批量生产,没有出现大的问题.同时软件实现电流型控制也不是很困难.8.同时我现在做了一下实验(48升压到400V),变压器副边采用无损吸收电路(采用有损吸收也可以,只是效率损失一点而已),二极管的电压尖峰控制得很好,只有很少一点尖峰.推挽电路的问题:1.采用电流型控制输入电流应该不会有太大问题,全桥应该一样.2.推挽电路的磁复位与正极变换器不一样.正激在开关管关断时,可以通过DRC电路去磁.而推挽电路在开关管关断时,完全没有去磁通路.3.变压器利用效率不高的问题,不知道您是否真正的设计过推挽电路?推挽电路变压器的设计与全桥电路的变压器设计是有一点点区别的.计算变压器的功率时,推挽电路是比全桥电路多了一个推挽系数,此系数与占空比有关,但一般为0.7~0.8.因此推挽电路中变压器需要的功率比全桥(同样的工作频率,同样的输出功率)要多出20%~30%.同时,如果你真正设计过通信电源,你就应该知道使用全波整流与桥式整流在计算变压器变压器所需功率时,也是不一样的.使用全波整流时,其变压器所需的功率比桥式整流高出20%左右,其具体的公式在此就不给出了.这主要是因为两个绕组始终只有一个绕组在起作用的原因,其变压器的利用率自然下降.
1、对于100K变换,48V输入,预计90%效率.在此前提下,输入平均电流大约70A.3uf电容在70A电流下充电10us,电压增加大约233V……所以这里的隔直电容不能用3uf那么小的.尤其这里输入电压较低,按5%电压跌落,在极限情况输入48V-10%,电压跌落5%则允许电压降为2V,70A*10us/2v=350uf.所以在这里是根本无法适用隔直电容的.至于高电压下的CBB电容的ESR,我手边有EACO的SCH-500-2.5(500VAC,2.5uf)是2mΩ,4uf的是2.4mΩ----这里我也比较奇怪,通常应该是较大的电容内阻小的可是我手上的资料确实是如此.6uf的阻抗是2.2mΩ.看手册上,数个微法的ESR都是在2-3mΩ之间.
2、不是不能省掉,是参数一致性差而无法批量生产.对于单个电源而言,通过反复调试,还是能够得到希望的漏感而省掉谐振电感的.这个48V的电源,0.1uh是怎么计算的还请指教.至于通常ACDC上,我的实测是30uh左右--这个是跟ZVS范围有关系的.ZVS范围越大则所需电感越大,且电压占空币丢失越厉害.其实所谓ZVS范围,还是看在多轻的负载下依然能够实现ZVS.某些中-重载的电源,其ZVS范围是可以很窄的可能仅仅是2/3以上负载才能够ZVS.这里边我还是强调,不管变压器寄生的漏感在什么数量级上,要达到我们所设计的额定漏感并且还能够保证成品率这是现有工艺难以达到的.不是做不出来,是没办法批量做.增加工艺流程和废品率所带来的损失远比增加一个谐振电感多.
3、环流只是一种形象的说法,这里是从刘胜李老师的书上引用的.当超前上位管关断时,谐振电感给ZVS电容充电,超前臂上位管ZVS关断,超前臂下位管ZVS开通.然后谐振电感中的电流通过变压器--滞后臂下位管--GND--超前臂下位管--变压器之间循环------这个就是所谓的环流啦.如果是外加谐振电感,则有部分能量通过变压器传递到副边,如果是利用变压器的漏感则能量完全不会传递到副边,只是在源边的两个高位管或者两个低位管之间流动--视在功率大于有功功率,有点像是功率因素的定义呵呵.这个环流中的能量需要完全传递到电源然后才能继续向副边传递功率.这个能量传递回电源的时间就是占空比丢失的时间.可见,环流能量跟谐振电感的感量与电流相关.轻载时环流能量小而电压占空币丢失小,但是环流存在时间也短--ZVS范围也就小了.所以,如果在轻载的时候想实现ZVS,就需要增加电感量了(因为轻载的时候电流小)--而这样当负载增加的时候,同样的电感量会因为增加的源边电流而积累更多的能量,这个能量不会传递到副边且会影响功率传递.
4、增加匝数会增加填充系数.这里我说错了.推挽是比全桥的填充系数大一些的.因为推挽消耗了双倍的匝数,所以绝缘占用窗口增加了.填充系数大了会降低散热效率,以及容易发生饶不下的情况.这里是不好的地方.
5、DSP的优势很明显.但是在目前看来,还是无法全面取代专用IC的.上面我说在轻载的时候降低开关频率会降低损耗这用DSP实现也很容易.但是这不是变频控制哦.呵呵.轻载烧管只是一种可能,我从前做实验的时候,碰到过轻载特别热的情况.
6……
7、DSP控制的通信电源很多,尤其近几年.我也曾设计过几版,但是都调的不理想.你用的是两层版还是四层版?
8、你的副边无损吸收能够贴上来看看么?
推挽问题
1、
2、推挽是有磁复位的,如若不然,那这个拓扑就没有办法应用了.磁复位通过源边或者副边都是可以的.
3、虽然是两个绕组,但是每个绕组都只有输出电流的一半.所以铜占是一样的.只是绝缘部分有损失而已.不过对于低压大电流变压器来说,窗口通常都是足够的.
2、不是不能省掉,是参数一致性差而无法批量生产.对于单个电源而言,通过反复调试,还是能够得到希望的漏感而省掉谐振电感的.这个48V的电源,0.1uh是怎么计算的还请指教.至于通常ACDC上,我的实测是30uh左右--这个是跟ZVS范围有关系的.ZVS范围越大则所需电感越大,且电压占空币丢失越厉害.其实所谓ZVS范围,还是看在多轻的负载下依然能够实现ZVS.某些中-重载的电源,其ZVS范围是可以很窄的可能仅仅是2/3以上负载才能够ZVS.这里边我还是强调,不管变压器寄生的漏感在什么数量级上,要达到我们所设计的额定漏感并且还能够保证成品率这是现有工艺难以达到的.不是做不出来,是没办法批量做.增加工艺流程和废品率所带来的损失远比增加一个谐振电感多.
3、环流只是一种形象的说法,这里是从刘胜李老师的书上引用的.当超前上位管关断时,谐振电感给ZVS电容充电,超前臂上位管ZVS关断,超前臂下位管ZVS开通.然后谐振电感中的电流通过变压器--滞后臂下位管--GND--超前臂下位管--变压器之间循环------这个就是所谓的环流啦.如果是外加谐振电感,则有部分能量通过变压器传递到副边,如果是利用变压器的漏感则能量完全不会传递到副边,只是在源边的两个高位管或者两个低位管之间流动--视在功率大于有功功率,有点像是功率因素的定义呵呵.这个环流中的能量需要完全传递到电源然后才能继续向副边传递功率.这个能量传递回电源的时间就是占空比丢失的时间.可见,环流能量跟谐振电感的感量与电流相关.轻载时环流能量小而电压占空币丢失小,但是环流存在时间也短--ZVS范围也就小了.所以,如果在轻载的时候想实现ZVS,就需要增加电感量了(因为轻载的时候电流小)--而这样当负载增加的时候,同样的电感量会因为增加的源边电流而积累更多的能量,这个能量不会传递到副边且会影响功率传递.
4、增加匝数会增加填充系数.这里我说错了.推挽是比全桥的填充系数大一些的.因为推挽消耗了双倍的匝数,所以绝缘占用窗口增加了.填充系数大了会降低散热效率,以及容易发生饶不下的情况.这里是不好的地方.
5、DSP的优势很明显.但是在目前看来,还是无法全面取代专用IC的.上面我说在轻载的时候降低开关频率会降低损耗这用DSP实现也很容易.但是这不是变频控制哦.呵呵.轻载烧管只是一种可能,我从前做实验的时候,碰到过轻载特别热的情况.
6……
7、DSP控制的通信电源很多,尤其近几年.我也曾设计过几版,但是都调的不理想.你用的是两层版还是四层版?
8、你的副边无损吸收能够贴上来看看么?
推挽问题
1、
2、推挽是有磁复位的,如若不然,那这个拓扑就没有办法应用了.磁复位通过源边或者副边都是可以的.
3、虽然是两个绕组,但是每个绕组都只有输出电流的一半.所以铜占是一样的.只是绝缘部分有损失而已.不过对于低压大电流变压器来说,窗口通常都是足够的.
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提示
@楚天?
1、对于100K变换,48V输入,预计90%效率.在此前提下,输入平均电流大约70A.3uf电容在70A电流下充电10us,电压增加大约233V……所以这里的隔直电容不能用3uf那么小的.尤其这里输入电压较低,按5%电压跌落,在极限情况输入48V-10%,电压跌落5%则允许电压降为2V,70A*10us/2v=350uf.所以在这里是根本无法适用隔直电容的.至于高电压下的CBB电容的ESR,我手边有EACO的SCH-500-2.5(500VAC,2.5uf)是2mΩ,4uf的是2.4mΩ----这里我也比较奇怪,通常应该是较大的电容内阻小的可是我手上的资料确实是如此.6uf的阻抗是2.2mΩ.看手册上,数个微法的ESR都是在2-3mΩ之间.2、不是不能省掉,是参数一致性差而无法批量生产.对于单个电源而言,通过反复调试,还是能够得到希望的漏感而省掉谐振电感的.这个48V的电源,0.1uh是怎么计算的还请指教.至于通常ACDC上,我的实测是30uh左右--这个是跟ZVS范围有关系的.ZVS范围越大则所需电感越大,且电压占空币丢失越厉害.其实所谓ZVS范围,还是看在多轻的负载下依然能够实现ZVS.某些中-重载的电源,其ZVS范围是可以很窄的可能仅仅是2/3以上负载才能够ZVS.这里边我还是强调,不管变压器寄生的漏感在什么数量级上,要达到我们所设计的额定漏感并且还能够保证成品率这是现有工艺难以达到的.不是做不出来,是没办法批量做.增加工艺流程和废品率所带来的损失远比增加一个谐振电感多.3、环流只是一种形象的说法,这里是从刘胜李老师的书上引用的.当超前上位管关断时,谐振电感给ZVS电容充电,超前臂上位管ZVS关断,超前臂下位管ZVS开通.然后谐振电感中的电流通过变压器--滞后臂下位管--GND--超前臂下位管--变压器之间循环------这个就是所谓的环流啦.如果是外加谐振电感,则有部分能量通过变压器传递到副边,如果是利用变压器的漏感则能量完全不会传递到副边,只是在源边的两个高位管或者两个低位管之间流动--视在功率大于有功功率,有点像是功率因素的定义呵呵.这个环流中的能量需要完全传递到电源然后才能继续向副边传递功率.这个能量传递回电源的时间就是占空比丢失的时间.可见,环流能量跟谐振电感的感量与电流相关.轻载时环流能量小而电压占空币丢失小,但是环流存在时间也短--ZVS范围也就小了.所以,如果在轻载的时候想实现ZVS,就需要增加电感量了(因为轻载的时候电流小)--而这样当负载增加的时候,同样的电感量会因为增加的源边电流而积累更多的能量,这个能量不会传递到副边且会影响功率传递.4、增加匝数会增加填充系数.这里我说错了.推挽是比全桥的填充系数大一些的.因为推挽消耗了双倍的匝数,所以绝缘占用窗口增加了.填充系数大了会降低散热效率,以及容易发生饶不下的情况.这里是不好的地方.5、DSP的优势很明显.但是在目前看来,还是无法全面取代专用IC的.上面我说在轻载的时候降低开关频率会降低损耗这用DSP实现也很容易.但是这不是变频控制哦.呵呵.轻载烧管只是一种可能,我从前做实验的时候,碰到过轻载特别热的情况.6……7、DSP控制的通信电源很多,尤其近几年.我也曾设计过几版,但是都调的不理想.你用的是两层版还是四层版?8、你的副边无损吸收能够贴上来看看么?推挽问题1、2、推挽是有磁复位的,如若不然,那这个拓扑就没有办法应用了.磁复位通过源边或者副边都是可以的.3、虽然是两个绕组,但是每个绕组都只有输出电流的一半.所以铜占是一样的.只是绝缘部分有损失而已.不过对于低压大电流变压器来说,窗口通常都是足够的.
1.隔直电容上的电压本来就是交流,波动不应该这样小,我做过通信电源隔直电容的电压峰值一般在100V左右,即为输入电压的20%以上,一般我们选用250V的CBB电容即可,不知为什么您将其上的电压波动选择这么小.你公式中电容充电时间不应该是10us,最小也得是4.5us.估计电容会在20uF左右.
2.不是不能加专门的谐振电感,而是加了可能会导致谐振电感值太大,占空比丢失太多.不使用专门的谐振电感,其主变压器也不用开气隙,就是让其将主变压器的漏电感尽量作小.即使漏电感的值有差异(差异不太大),也不会影响整个电路的电气性能.
3.您所说的环流,本来就不是所谓的占空比丢失.占空比丢失的本来意思就是变压器原边已经有了占空比,但是由于其副边短路而导致副边没有占空比,从而导致了变压器原边也没有了占空比,其占空比全部降落在谐振电感上.
同时您所说的环流对整个电路来说根本就没有什么影响.其实在您所说的环流期间,电流也是全部经过了变压器原边,而变压器副边也没有短路,故能量传输通道是通畅的,还不明白您说的什么视在功率大于有功功率?只有在占空比丢失期间,变压器不传输能量.
4.不单单是绝缘那么简单,虽然推挽电路变压器原边绕组流过的电流只有总电流的一半,但是有效值却为总电流的0.717.而且计算变压器绕组线径是按有效值来计算的.
5...
6...
7.我使用的4层板,效果比较理想.
8.变压器副边采用的吸收电路除了选用简单RC吸收之外,还有无损吸收,采用两个二极管,一个电容,一个电感,来实现.这个电路网上应该能够查到.
推挽电路
1
2.推挽的去磁回路去磁回路是利用更一个管子开通时,其绕组承受输入电压,另一个绕组(开关管关断的那个绕组)由于同名端的关系,其两端承受反向电感,该电压可以为其去磁.但是去磁效果不会很好.
3,同上面的4点.同时变压器所需的功率也会大出不少,导致推挽电路变压器所需的Ae*Aw会比全桥大出不少.一般全桥电路3000W的电源用EE55(100KHz的开关频率)就行了,估计推挽可能比较紧张.
2.不是不能加专门的谐振电感,而是加了可能会导致谐振电感值太大,占空比丢失太多.不使用专门的谐振电感,其主变压器也不用开气隙,就是让其将主变压器的漏电感尽量作小.即使漏电感的值有差异(差异不太大),也不会影响整个电路的电气性能.
3.您所说的环流,本来就不是所谓的占空比丢失.占空比丢失的本来意思就是变压器原边已经有了占空比,但是由于其副边短路而导致副边没有占空比,从而导致了变压器原边也没有了占空比,其占空比全部降落在谐振电感上.
同时您所说的环流对整个电路来说根本就没有什么影响.其实在您所说的环流期间,电流也是全部经过了变压器原边,而变压器副边也没有短路,故能量传输通道是通畅的,还不明白您说的什么视在功率大于有功功率?只有在占空比丢失期间,变压器不传输能量.
4.不单单是绝缘那么简单,虽然推挽电路变压器原边绕组流过的电流只有总电流的一半,但是有效值却为总电流的0.717.而且计算变压器绕组线径是按有效值来计算的.
5...
6...
7.我使用的4层板,效果比较理想.
8.变压器副边采用的吸收电路除了选用简单RC吸收之外,还有无损吸收,采用两个二极管,一个电容,一个电感,来实现.这个电路网上应该能够查到.
推挽电路
1
2.推挽的去磁回路去磁回路是利用更一个管子开通时,其绕组承受输入电压,另一个绕组(开关管关断的那个绕组)由于同名端的关系,其两端承受反向电感,该电压可以为其去磁.但是去磁效果不会很好.
3,同上面的4点.同时变压器所需的功率也会大出不少,导致推挽电路变压器所需的Ae*Aw会比全桥大出不少.一般全桥电路3000W的电源用EE55(100KHz的开关频率)就行了,估计推挽可能比较紧张.
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@yuanwen
1.隔直电容上的电压本来就是交流,波动不应该这样小,我做过通信电源隔直电容的电压峰值一般在100V左右,即为输入电压的20%以上,一般我们选用250V的CBB电容即可,不知为什么您将其上的电压波动选择这么小.你公式中电容充电时间不应该是10us,最小也得是4.5us.估计电容会在20uF左右.2.不是不能加专门的谐振电感,而是加了可能会导致谐振电感值太大,占空比丢失太多.不使用专门的谐振电感,其主变压器也不用开气隙,就是让其将主变压器的漏电感尽量作小.即使漏电感的值有差异(差异不太大),也不会影响整个电路的电气性能.3.您所说的环流,本来就不是所谓的占空比丢失.占空比丢失的本来意思就是变压器原边已经有了占空比,但是由于其副边短路而导致副边没有占空比,从而导致了变压器原边也没有了占空比,其占空比全部降落在谐振电感上. 同时您所说的环流对整个电路来说根本就没有什么影响.其实在您所说的环流期间,电流也是全部经过了变压器原边,而变压器副边也没有短路,故能量传输通道是通畅的,还不明白您说的什么视在功率大于有功功率?只有在占空比丢失期间,变压器不传输能量.4.不单单是绝缘那么简单,虽然推挽电路变压器原边绕组流过的电流只有总电流的一半,但是有效值却为总电流的0.717.而且计算变压器绕组线径是按有效值来计算的.5...6...7.我使用的4层板,效果比较理想.8.变压器副边采用的吸收电路除了选用简单RC吸收之外,还有无损吸收,采用两个二极管,一个电容,一个电感,来实现.这个电路网上应该能够查到.推挽电路12.推挽的去磁回路去磁回路是利用更一个管子开通时,其绕组承受输入电压,另一个绕组(开关管关断的那个绕组)由于同名端的关系,其两端承受反向电感,该电压可以为其去磁.但是去磁效果不会很好.3,同上面的4点.同时变压器所需的功率也会大出不少,导致推挽电路变压器所需的Ae*Aw会比全桥大出不少.一般全桥电路3000W的电源用EE55(100KHz的开关频率)就行了,估计推挽可能比较紧张.
这个……
1、当隔直电容的dv/dt较大时,其能量损失也较大.WIMA的电容就是根据这个给的损耗,而不是ESR.我一般设计时都是按10%的电压波动来计算的.考虑到这个48V输入的电源在最恶劣的情况下,输入48-10%,输出满载的时候电容电压降也不会太大,所以是按5%计算的.那便如您所说,20%考虑,输入48V70A,100K的全桥,正负各10us考虑到占空比范围90%,那就是正向9us,反向9us.如此,70A×9us/(48v×20%)=65uf.这个值是可以接受的.
2、不开气隙,漏感差异是很大的……或者我当初选的厂家不太过关.
3、您说的对,环流不是占空币丢失.环流是ZVS过渡时的能量的一个保持形式.这个环流能量越大则ZVS的时间越长,范围越宽,相对的占空比丢失也越多相互之间有联系,但不是直接对应的关系.我的理解有误区.
4、如您所说,的确是这样的关系.我因为一直没有特别大的电流(《50A)所以总是按平均值去计算,看来实际的载流量比全桥要高一些.在功率比较小的时候温升还算过得去.看来以前的设计都欠考虑了.
7、我当时用的是双面的底板加四层的CPU小板.效果却不怎么好.不隔离,信号滤波这块没处理好,时延较大.负载瞬变的时候调整环会有较大超调.看来是算法没弄清楚.
8、就是常用的那个LCD么?
推挽
1、
2、这个……只要伏秒积平衡那就可以了.漏感能量可以通过LCD无损吸收.不过通过LCD的峰值电流恐怕很大--这里确实不如全桥拓扑.
3、推挽确实在AW利用上有欠缺.所以应用还是很受限制的.特别是大电流的中心抽头和铜阻差异.
综合看,我所推荐的推挽拓扑在48V这一级别的确不占优势,不是一个好的解决方案.
希望没有给各位朋友造成损失.
也感谢yuanwen,同您的讨论让我弄清楚了许多细节.
1、当隔直电容的dv/dt较大时,其能量损失也较大.WIMA的电容就是根据这个给的损耗,而不是ESR.我一般设计时都是按10%的电压波动来计算的.考虑到这个48V输入的电源在最恶劣的情况下,输入48-10%,输出满载的时候电容电压降也不会太大,所以是按5%计算的.那便如您所说,20%考虑,输入48V70A,100K的全桥,正负各10us考虑到占空比范围90%,那就是正向9us,反向9us.如此,70A×9us/(48v×20%)=65uf.这个值是可以接受的.
2、不开气隙,漏感差异是很大的……或者我当初选的厂家不太过关.
3、您说的对,环流不是占空币丢失.环流是ZVS过渡时的能量的一个保持形式.这个环流能量越大则ZVS的时间越长,范围越宽,相对的占空比丢失也越多相互之间有联系,但不是直接对应的关系.我的理解有误区.
4、如您所说,的确是这样的关系.我因为一直没有特别大的电流(《50A)所以总是按平均值去计算,看来实际的载流量比全桥要高一些.在功率比较小的时候温升还算过得去.看来以前的设计都欠考虑了.
7、我当时用的是双面的底板加四层的CPU小板.效果却不怎么好.不隔离,信号滤波这块没处理好,时延较大.负载瞬变的时候调整环会有较大超调.看来是算法没弄清楚.
8、就是常用的那个LCD么?
推挽
1、
2、这个……只要伏秒积平衡那就可以了.漏感能量可以通过LCD无损吸收.不过通过LCD的峰值电流恐怕很大--这里确实不如全桥拓扑.
3、推挽确实在AW利用上有欠缺.所以应用还是很受限制的.特别是大电流的中心抽头和铜阻差异.
综合看,我所推荐的推挽拓扑在48V这一级别的确不占优势,不是一个好的解决方案.
希望没有给各位朋友造成损失.
也感谢yuanwen,同您的讨论让我弄清楚了许多细节.
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@楚天?
这个……1、当隔直电容的dv/dt较大时,其能量损失也较大.WIMA的电容就是根据这个给的损耗,而不是ESR.我一般设计时都是按10%的电压波动来计算的.考虑到这个48V输入的电源在最恶劣的情况下,输入48-10%,输出满载的时候电容电压降也不会太大,所以是按5%计算的.那便如您所说,20%考虑,输入48V70A,100K的全桥,正负各10us考虑到占空比范围90%,那就是正向9us,反向9us.如此,70A×9us/(48v×20%)=65uf.这个值是可以接受的.2、不开气隙,漏感差异是很大的……或者我当初选的厂家不太过关.3、您说的对,环流不是占空币丢失.环流是ZVS过渡时的能量的一个保持形式.这个环流能量越大则ZVS的时间越长,范围越宽,相对的占空比丢失也越多相互之间有联系,但不是直接对应的关系.我的理解有误区.4、如您所说,的确是这样的关系.我因为一直没有特别大的电流(《50A)所以总是按平均值去计算,看来实际的载流量比全桥要高一些.在功率比较小的时候温升还算过得去.看来以前的设计都欠考虑了.7、我当时用的是双面的底板加四层的CPU小板.效果却不怎么好.不隔离,信号滤波这块没处理好,时延较大.负载瞬变的时候调整环会有较大超调.看来是算法没弄清楚.8、就是常用的那个LCD么?推挽1、2、这个……只要伏秒积平衡那就可以了.漏感能量可以通过LCD无损吸收.不过通过LCD的峰值电流恐怕很大--这里确实不如全桥拓扑.3、推挽确实在AW利用上有欠缺.所以应用还是很受限制的.特别是大电流的中心抽头和铜阻差异.综合看,我所推荐的推挽拓扑在48V这一级别的确不占优势,不是一个好的解决方案.希望没有给各位朋友造成损失.也感谢yuanwen,同您的讨论让我弄清楚了许多细节.
弱问一下,如果隔直电容选小点,让其上边的电压峰峰值大点会有什么不妥么?我从前都是按10%处理,是不是有些保守?
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@楚天?
这个……1、当隔直电容的dv/dt较大时,其能量损失也较大.WIMA的电容就是根据这个给的损耗,而不是ESR.我一般设计时都是按10%的电压波动来计算的.考虑到这个48V输入的电源在最恶劣的情况下,输入48-10%,输出满载的时候电容电压降也不会太大,所以是按5%计算的.那便如您所说,20%考虑,输入48V70A,100K的全桥,正负各10us考虑到占空比范围90%,那就是正向9us,反向9us.如此,70A×9us/(48v×20%)=65uf.这个值是可以接受的.2、不开气隙,漏感差异是很大的……或者我当初选的厂家不太过关.3、您说的对,环流不是占空币丢失.环流是ZVS过渡时的能量的一个保持形式.这个环流能量越大则ZVS的时间越长,范围越宽,相对的占空比丢失也越多相互之间有联系,但不是直接对应的关系.我的理解有误区.4、如您所说,的确是这样的关系.我因为一直没有特别大的电流(《50A)所以总是按平均值去计算,看来实际的载流量比全桥要高一些.在功率比较小的时候温升还算过得去.看来以前的设计都欠考虑了.7、我当时用的是双面的底板加四层的CPU小板.效果却不怎么好.不隔离,信号滤波这块没处理好,时延较大.负载瞬变的时候调整环会有较大超调.看来是算法没弄清楚.8、就是常用的那个LCD么?推挽1、2、这个……只要伏秒积平衡那就可以了.漏感能量可以通过LCD无损吸收.不过通过LCD的峰值电流恐怕很大--这里确实不如全桥拓扑.3、推挽确实在AW利用上有欠缺.所以应用还是很受限制的.特别是大电流的中心抽头和铜阻差异.综合看,我所推荐的推挽拓扑在48V这一级别的确不占优势,不是一个好的解决方案.希望没有给各位朋友造成损失.也感谢yuanwen,同您的讨论让我弄清楚了许多细节.
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8.现在我用的是两个二极管,一个电阻一个电容的方式来吸收,我用的是有损吸收,将电阻换成电感便成为无损吸收.但是无损吸收是有专利的,所以没用,与一般的lcd吸收还是有点区别.
顺便问您两个问题:
1.您觉得5/30A,与5v/30A(我指的是输入电压与输入电流),是否可以直接使用推挽电路升压到400V吗,这其中有没有什么大的技术难点?谢谢!
2.使用推挽电路的效率是否与占空比有很大关系?我有个同事,使用推挽直接将5V/10A升压到300V,效率很低(60%左右),但是升压到350V(使用同样的变压器),效率很高(85%左右).前者MOSFET的发热相当严重,但是我没有想明白,为什么占空比与效率和MOSFET的发热有如此大的关系?
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8.现在我用的是两个二极管,一个电阻一个电容的方式来吸收,我用的是有损吸收,将电阻换成电感便成为无损吸收.但是无损吸收是有专利的,所以没用,与一般的lcd吸收还是有点区别.
顺便问您两个问题:
1.您觉得5/30A,与5v/30A(我指的是输入电压与输入电流),是否可以直接使用推挽电路升压到400V吗,这其中有没有什么大的技术难点?谢谢!
2.使用推挽电路的效率是否与占空比有很大关系?我有个同事,使用推挽直接将5V/10A升压到300V,效率很低(60%左右),但是升压到350V(使用同样的变压器),效率很高(85%左右).前者MOSFET的发热相当严重,但是我没有想明白,为什么占空比与效率和MOSFET的发热有如此大的关系?
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@yuanwen
1...2...3...4...5...6...7...8.现在我用的是两个二极管,一个电阻一个电容的方式来吸收,我用的是有损吸收,将电阻换成电感便成为无损吸收.但是无损吸收是有专利的,所以没用,与一般的lcd吸收还是有点区别.顺便问您两个问题:1.您觉得5/30A,与5v/30A(我指的是输入电压与输入电流),是否可以直接使用推挽电路升压到400V吗,这其中有没有什么大的技术难点?谢谢!2.使用推挽电路的效率是否与占空比有很大关系?我有个同事,使用推挽直接将5V/10A升压到300V,效率很低(60%左右),但是升压到350V(使用同样的变压器),效率很高(85%左右).前者MOSFET的发热相当严重,但是我没有想明白,为什么占空比与效率和MOSFET的发热有如此大的关系?
那个300V的可能是闭环回路吧!
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