该贴是为直播电源中的双管电源进行一些说明
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经过2019-07-13号到14号，2天20个小时的紧张调试，基本把电源所有功能全部演示了一片，遇到了不少问题，基本都一一解决了，这里把遇到的有些问题波形以及比较经典的波形分享一下，有必要呐，我们把直播的时候，各个变压器的计算过程用公式的形式写一篇，直播的时候我就直接通过手机计数器就算出了圈数，有些网友觉得有些懵逼。
东儿电源直播-双管正激电源调试波形分享专用贴
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正在测试的样机正面反面，板子上搭载了散热和风机，适当的做个外壳就是个成品电源了哦，只是这个调试的时候，输入是接的我的限流开关
所以板子上是不能有大电解的，不然炸的时候声音还是非常的响，限流开关的输入则是交流整流滤波以后的脉动直流，也非常符合电源本身的板载电解的电压波动情况。
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直接上来就放大招，该波形是初级MOS，D级的电流波形和VDS波形，以及输出的2个二极管的尖峰波形，输入是交流180V，输出为24V 20A，这个尖峰你还满意吗？前面仿真说的长篇大论就是为了得到下图的波形哦，就问你们帅不帅
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如果说上图的尖峰波形非常的满意，但是为什么尖峰那么小，我板子上的二极管吸收很弱的，471+22R而已，并没有很强的吸收，下图就非常完美的解释了，为什么尖峰小，下图中除了初级下管MOS的电压和电流波形以为，还有2个波形是次级二极管的电流波形，波形是整个帖子中的MVP
细心的朋友可以看出2个二极管的电流波形他们在换流的时候速度比较慢，正是因为这个几百ns的时间，让二极管关断的时候接近于自然关断，留给二极管的时间就非常充裕了，有了下图的电流波形，你还怕正激电源输出电压高，二极管尖峰吸不住吗？靠吸收来解决二极管尖峰是不得行的哦！
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改图是续流二极管和我们用运放搭载的同步驱动信号的对比，可以看到次级续流二极管在开通的时候是延时开通的，这个么毛病，但是在关断的时候几乎是等到电流都下降为0了以后在关断的，这个主要是有2个原因，第一个原因是运放本身检测这些是有一定延时的，第二个原因是在互感器的输出我加了一个1k+221RC延时，这个延时了200ns左右，所以导致驱动信号也跟着延时了，我们通过波形观察可以看到，如果我们把原边的开通信号作为我们这个续流二极管的关断信号是非常合适的！因为在MOS开通的时候二极管的电流还是正的电流，值也比较大，到变成0的时候还有那么几百ns的时间，这个时间留给mos管的关断是OK的，但是我们这个板子上为什么没有调试出来同步，那是因为打算采用的同步MOS的体二极管反向恢复时间实在是太慢了！在这么几百ns的时间，还有比较大的关断尖峰，换肖特基就么有事情了，即使是超快恢复也没有什么尖峰，所以这个同步对mos管的体二极管有比较大的影响，这里如果同步的是GAN之类的MOS，那就非常完美了，只是现在GAN芯片的成本比较贵也没有200V这样的低压的管子，如果有用在这里同步那是非常完美的！
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整流二极管的电流波形和同步如续流二极管一样的问题，这里不再描述
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这个波形是调试到倒数第二个项目的时候，在最高240V交流输入下，输出用空开迅速短路，在短路的时候有那么几十个周期的波形电流显示非常的大，我们找了下原因，通过波形测得，原边下管mos的驱动和MOS管D级的电流以及芯片出来的源驱动他们4者的关系。
这里存在的问题主要是驱动部分由于关断能力比较弱导致MOS管上的电压不能迅速泄放掉，导致MOS管关断延时了大概400个ns的时间，但是就是由于这个延时的400NS时间导致了原边流过MOS管的电流大了差不多10A，让MOS管跑到了25A左右才关闭的，这个对30A的mos来说存在一定的风险！
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既然我们知道了是关断延时造成的，所以后来我们对驱动电路改造了以下，去掉了负压驱动，MOS的关断由三极管来完成，这个具体的驱动电路，在我们直播的时候有说过，仿真文件也已经上传了的，实际测试的效果如下图，MOS管相对来说由原来的400NS改为了几十NS，所以MOS管的关断电流也小了差不多10A，只是说因为关断的太快，mos的DS尖峰稍微有点重震荡，这个我们可以在关断的三极管串一个电阻，去调节这个关断时间和我们在MOS的DS并一个小一点的RC吸收或者RCD吸收都是可以的，并不是没有解决的办法。
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同时直播的时候也对电路中的反馈进行了一些调节，对于影响反馈的几个电路也一一进行了测试，这个是经过简单的调试以后，电源输出电流由0-20A，输出电压的跌落情况，要注意输出的电容量只有3颗100uf的固态加1颗1000uf的电解，这个容量非常的小的。
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同时我们对输出满载瞬间切换到空载的时候，输出电压过冲的测试，当然也是经过了简单的环路调试以后的结果，看上去还是比较满意的，我相信没有PFC的llc电源在这样的测试条件下是比较难达到这样的效果的。
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最后这个图就是电源由恒流状态突然切换到空载的时候电源输出电压斜率抑制的波形展示图，这个图就很好的诠释了，原理图中输出电压斜率抑制那部分电路的作用，在恒流瞬间切换的瞬间，输出电压是一定斜率慢慢上升都额定输出最后由环路接管，这个电路的好处就在于可以有效抑制恒流转换为空载条件下，输出电压过冲的问题
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上面几个图呐就是在我们直播调试的时候，留下的一些个人感觉比较经典的几个波形图，详细的情况，还是需要我们的视频中才有，前面2天的直播视频回放已经开始上传优酷了，明天应该就可以把回放链接弄出来了。
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大家对上面波形有什么想说的都可以说，效果呐就是上图
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@xd285070
公式吧，这个在反激和正激一般手机计算器就可以了，真的很简单。一：正激的变压器设计正激变压器计算公式：VIN*D=N*VOUT上面4个参数就不用说明了吧，正激输出是个buck哈，CCM模式下的buck的公式就是VOUT=VIN*D，只是正激加了个变压器，输入和输出有个变比关系哈。一般呐，VIN是我们系统的最低输入电压，D就取个0.4（这个要看芯片的最大占空比哈，一般要留个7%左右的占空比给丢失的电感）---就我们直播的那个机子，最低220V，输出24V(1V二极管压降)，那么算变压器的变比N=220*0.4/（24+1）=3.52约等于3.5了有了变比，就可以计算变压器的圈数了，原边为NP=VIN*D*10000/(F*B*AE)，频率自己定哈，占空比也是，这里取的是100K和0.4，100K的频率下，B值跑个0.18是可以的，取的太高，磁芯发热稍微会严重一点，AE的话就是磁芯的截面积了，我们选的是EC4220，AE在180的样子，所以NP=220*0.4/（10*0.18*1.8）=27.1圈就等于27圈了，27圈为初级，如果我们采用三明治绕法，初级要分成2部分，27最接近的就是14+13了，就是初级绕完14圈以后，在绕次级，在绕13圈初级，因为开始绕的时候骨架上面什么都没有，所以次级的第一级相对可以多那么一点。--有了初级圈数，次级圈数NS=NP/N，27/3.5=7.7圈，就是等于8圈了，我们反算一下变比，初级27圈，次级8圈，变比N=3.375，当然变比减少了，意思输入可以更低的电压哈，但是相应的次级耐压就要高一些了，我们算下哈240V交流输入下输出二极管的耐压，240*1.414/3.375=100V，输出二极管肯定是有尖峰的，但是因为我们加入了电感，尖峰不大，所以用200V的肖特基是么得问题的哈！那变比和圈数基本就是这样了。基本有个快速计算输出二极管耐压的公式，耐压约等于输出电压的6倍左右，例如输出100v，二极管耐压在600v左右，一般呐超快恢复就是在600v以下比较便宜，随意当高于100v输出的规格，可以考虑用2个绕组整流以后串联哈，实现高压输出，最近在公司做的380V直流输出就是用的2个绕组，一个190V串，得到380。------算完了圈数，那就是线了，要算多粗的线，就得把电流算出来，我们从输出入手，输出端是个BUCK，输出电流21A，那么反算次级线圈的有效值电流IS，因为次级线圈的电压是脉动的，电流也是脉动的哈，接近方波，那么IS=IOUT*根号下D，IS=21*0.63=13.2A，约等于13A，前面那个公式怎么来的，请自行回顾下高中物理，脉动方波电流经过一个电阻的发热和有效值电流经过电阻的发热公式。那么次级的有效值电流的出来了，通过变比N=3.375，反算初级的有孝值电流I=IS/N=13/3.375=3.85A，因为还有部分激励电流什么的，还有效率的损失，所以初级电流适当的加一点，比如0.5A，大概也就是4A左右了，一般呐，像这种功率大一点的电源喜欢用0.1或者0.2的多股线，这里如果电流密度取个5A，那么一根0.1的漆包线流过的电流大概是0.039A，0.2的漆包线是0.157A，这样就好算电流，初级这边的话差不多就是0.1*100根的线了，4A有效值，次级电流用0.2的线，大概就是80根左右了。--把线算完了以后，还是要看下骨架的宽度，一层能绕多少圈，然后适当的加减圈数，那么实际上那个EC4220的变压器，初级我就用了0.1*110根的线，次级用的0.2*100的麦拉线，因为每家的骨架宽度多少有点区别，所以要注意哈，这里大概就是设计一个正激变压器的公式和方法了。--------------------------二：输出续流电感的电感量计算前面我们算了变压器的圈数和变比，那么输出电感的计算，其实是有点不同的，因为输入是一个范围，那么我们在最高输入的时候电感的应力是最大的，要保证在那个时候输出的纹波电流还满足我们的需求，所以首先就是要计算最大输入电压的占空比D=VOUT/(VIN/N)=25/(240*1.414/3.375)=0.25,那么在最高输入电压下电感2端的电压等于（240*1.414/N）-VOUT=100-25=75V，电感2端这个75V的占空比为0.25，那么电感L=75V*0.25/(F*纹波电流I)，而纹波电流一般我们取输出电流的0.3-0.4倍左右，所以纹波电流大致就位6.5-8.5A，那么电感L=75*0.25/(100K*6.5-8.5A)=28.8-22uh了，这里呐直接选取22uh的电感，那么流过电感的最大峰值电流等于输出电流IOUT+0.5倍纹波电流，=21+0.5*8.5=25A左右，次级线圈的峰值也是这个电流，那么通过变比反应到初级的电流I=25/3.375=7.4A左右，那么加上0.5-1A左右的激励电流，大概就是8-8.5A，我们取初级的峰值电流点就可以取个10A左右是比较合适的哈。具体的电感22uh,多大的磁环绕多少圈，请看直播回放了，这里不在描述，在那个磁性元器件设计里面的。--------------------------三：辅助的电源反激的计算公式反激的计算相对正激来说就要简单一些了，特么是我们选用的PSR原边反馈的反激，工作在DCM状态的反激就更加尖峰了，工作在DCM状态的反激，初级电流波形是三角波哈，那么初级峰值电流IPK和输入的平均电流IDC有关系IPK=2*IDC/Dmax，而IDC=输出功率P/(VIN*效率），所以IPK=2*P/(VIN*效率*Dmax)，例如我们最大占空比设定0.45，频率我们跑65K，输出功率大概7-8w，输入就大概10w左右了，最低输入100V，那么IPK=10/（45*0.5）=0.444A左右了，初级电感的话L=VIN*D/(F*IPK)=100*0.45/（65K*0.4444）=1.5mh，得到了IPK和电感L，选一个比较合适的磁芯，这里我们选的是5+2+1的EE16磁芯，他这个磁芯是加厚型的，AE有那么我们就可以算初级圈数NP=L*IPK*10000/（B*AE）=15*0.444/（0.25*32）=83圈，然后次级的变比的话，就是和反射电压有关系了，一般的反激电源反射电压大概就90v左右了，所以变比的话N=反射电压/输出电压，N=90/12.5V=7.2，次级算数大致就是NS=83/7.2=11.5圈，越等于12圈-------线径的计算就要更具电流来了，上面已经算了Idc的电流，次级的等比过去就可以了，但是实际上，要根据骨架的宽度，次级只绕了10圈-11圈的样子，所以初级相对也减低了一点，在77圈，40+37圈的三明治绕法，因为初级圈数低了一点，如果还是同样的电感量的话B值就高了一点，所以我们把电感量减低了一点，大概减低到了1.2mh左右，当然缝制的电流有一点点影响，这个就是实际调试的时候那个调节那个cs电阻了。------------------------------------这主要就是介绍了3大磁性元器件的计算了，至于像上面互感器啊，驱动变压器的啊，都大同小异，这里就不做介绍了只是，驱动变压器的话，我要说一点，就是驱动变压器的绕制方案，有2点要求，第一个是次级的驱动线圈建议放2边，初级的驱动线圈放中间，这样的好处是结电容比较小，耦合也还行。在高压输入的时候，这个接电容太大，可能会造成驱动变压器异常发热，你还找不到原因。第二个就是电感量要有相对比较大，这个电感太小的话，一个是激励电流太大，第二个是造成驱动的上升下降沿相对比较慢。所以有2个方案一个是磁芯采用导磁率比较高的，但是磁芯的居里点耐温和实际电感的工作的温度要注意哈，别环境温度太高，把磁芯弄到居里点了，那样磁芯饱和，是要炸鸡的哦。第二个就是加圈数了，这个就要看实际的骨架宽度和线径了哈。电流互感器也是那个磁芯，电感量和温度的关系，要注意一哈-------------这里基本就是我设计变压器时的一些公式和方法了，欢迎留言交流哈
持续关注，期待更新！
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@xd285070
公式吧，这个在反激和正激一般手机计算器就可以了，真的很简单。一：正激的变压器设计正激变压器计算公式：VIN*D=N*VOUT上面4个参数就不用说明了吧，正激输出是个buck哈，CCM模式下的buck的公式就是VOUT=VIN*D，只是正激加了个变压器，输入和输出有个变比关系哈。一般呐，VIN是我们系统的最低输入电压，D就取个0.4（这个要看芯片的最大占空比哈，一般要留个7%左右的占空比给丢失的电感）---就我们直播的那个机子，最低220V，输出24V(1V二极管压降)，那么算变压器的变比N=220*0.4/（24+1）=3.52约等于3.5了有了变比，就可以计算变压器的圈数了，原边为NP=VIN*D*10000/(F*B*AE)，频率自己定哈，占空比也是，这里取的是100K和0.4，100K的频率下，B值跑个0.18是可以的，取的太高，磁芯发热稍微会严重一点，AE的话就是磁芯的截面积了，我们选的是EC4220，AE在180的样子，所以NP=220*0.4/（10*0.18*1.8）=27.1圈就等于27圈了，27圈为初级，如果我们采用三明治绕法，初级要分成2部分，27最接近的就是14+13了，就是初级绕完14圈以后，在绕次级，在绕13圈初级，因为开始绕的时候骨架上面什么都没有，所以次级的第一级相对可以多那么一点。--有了初级圈数，次级圈数NS=NP/N，27/3.5=7.7圈，就是等于8圈了，我们反算一下变比，初级27圈，次级8圈，变比N=3.375，当然变比减少了，意思输入可以更低的电压哈，但是相应的次级耐压就要高一些了，我们算下哈240V交流输入下输出二极管的耐压，240*1.414/3.375=100V，输出二极管肯定是有尖峰的，但是因为我们加入了电感，尖峰不大，所以用200V的肖特基是么得问题的哈！那变比和圈数基本就是这样了。基本有个快速计算输出二极管耐压的公式，耐压约等于输出电压的6倍左右，例如输出100v，二极管耐压在600v左右，一般呐超快恢复就是在600v以下比较便宜，随意当高于100v输出的规格，可以考虑用2个绕组整流以后串联哈，实现高压输出，最近在公司做的380V直流输出就是用的2个绕组，一个190V串，得到380。------算完了圈数，那就是线了，要算多粗的线，就得把电流算出来，我们从输出入手，输出端是个BUCK，输出电流21A，那么反算次级线圈的有效值电流IS，因为次级线圈的电压是脉动的，电流也是脉动的哈，接近方波，那么IS=IOUT*根号下D，IS=21*0.63=13.2A，约等于13A，前面那个公式怎么来的，请自行回顾下高中物理，脉动方波电流经过一个电阻的发热和有效值电流经过电阻的发热公式。那么次级的有效值电流的出来了，通过变比N=3.375，反算初级的有孝值电流I=IS/N=13/3.375=3.85A，因为还有部分激励电流什么的，还有效率的损失，所以初级电流适当的加一点，比如0.5A，大概也就是4A左右了，一般呐，像这种功率大一点的电源喜欢用0.1或者0.2的多股线，这里如果电流密度取个5A，那么一根0.1的漆包线流过的电流大概是0.039A，0.2的漆包线是0.157A，这样就好算电流，初级这边的话差不多就是0.1*100根的线了，4A有效值，次级电流用0.2的线，大概就是80根左右了。--把线算完了以后，还是要看下骨架的宽度，一层能绕多少圈，然后适当的加减圈数，那么实际上那个EC4220的变压器，初级我就用了0.1*110根的线，次级用的0.2*100的麦拉线，因为每家的骨架宽度多少有点区别，所以要注意哈，这里大概就是设计一个正激变压器的公式和方法了。--------------------------二：输出续流电感的电感量计算前面我们算了变压器的圈数和变比，那么输出电感的计算，其实是有点不同的，因为输入是一个范围，那么我们在最高输入的时候电感的应力是最大的，要保证在那个时候输出的纹波电流还满足我们的需求，所以首先就是要计算最大输入电压的占空比D=VOUT/(VIN/N)=25/(240*1.414/3.375)=0.25,那么在最高输入电压下电感2端的电压等于（240*1.414/N）-VOUT=100-25=75V，电感2端这个75V的占空比为0.25，那么电感L=75V*0.25/(F*纹波电流I)，而纹波电流一般我们取输出电流的0.3-0.4倍左右，所以纹波电流大致就位6.5-8.5A，那么电感L=75*0.25/(100K*6.5-8.5A)=28.8-22uh了，这里呐直接选取22uh的电感，那么流过电感的最大峰值电流等于输出电流IOUT+0.5倍纹波电流，=21+0.5*8.5=25A左右，次级线圈的峰值也是这个电流，那么通过变比反应到初级的电流I=25/3.375=7.4A左右，那么加上0.5-1A左右的激励电流，大概就是8-8.5A，我们取初级的峰值电流点就可以取个10A左右是比较合适的哈。具体的电感22uh,多大的磁环绕多少圈，请看直播回放了，这里不在描述，在那个磁性元器件设计里面的。--------------------------三：辅助的电源反激的计算公式反激的计算相对正激来说就要简单一些了，特么是我们选用的PSR原边反馈的反激，工作在DCM状态的反激就更加尖峰了，工作在DCM状态的反激，初级电流波形是三角波哈，那么初级峰值电流IPK和输入的平均电流IDC有关系IPK=2*IDC/Dmax，而IDC=输出功率P/(VIN*效率），所以IPK=2*P/(VIN*效率*Dmax)，例如我们最大占空比设定0.45，频率我们跑65K，输出功率大概7-8w，输入就大概10w左右了，最低输入100V，那么IPK=10/（45*0.5）=0.444A左右了，初级电感的话L=VIN*D/(F*IPK)=100*0.45/（65K*0.4444）=1.5mh，得到了IPK和电感L，选一个比较合适的磁芯，这里我们选的是5+2+1的EE16磁芯，他这个磁芯是加厚型的，AE有那么我们就可以算初级圈数NP=L*IPK*10000/（B*AE）=15*0.444/（0.25*32）=83圈，然后次级的变比的话，就是和反射电压有关系了，一般的反激电源反射电压大概就90v左右了，所以变比的话N=反射电压/输出电压，N=90/12.5V=7.2，次级算数大致就是NS=83/7.2=11.5圈，越等于12圈-------线径的计算就要更具电流来了，上面已经算了Idc的电流，次级的等比过去就可以了，但是实际上，要根据骨架的宽度，次级只绕了10圈-11圈的样子，所以初级相对也减低了一点，在77圈，40+37圈的三明治绕法，因为初级圈数低了一点，如果还是同样的电感量的话B值就高了一点，所以我们把电感量减低了一点，大概减低到了1.2mh左右，当然缝制的电流有一点点影响，这个就是实际调试的时候那个调节那个cs电阻了。------------------------------------这主要就是介绍了3大磁性元器件的计算了，至于像上面互感器啊，驱动变压器的啊，都大同小异，这里就不做介绍了只是，驱动变压器的话，我要说一点，就是驱动变压器的绕制方案，有2点要求，第一个是次级的驱动线圈建议放2边，初级的驱动线圈放中间，这样的好处是结电容比较小，耦合也还行。在高压输入的时候，这个接电容太大，可能会造成驱动变压器异常发热，你还找不到原因。第二个就是电感量要有相对比较大，这个电感太小的话，一个是激励电流太大，第二个是造成驱动的上升下降沿相对比较慢。所以有2个方案一个是磁芯采用导磁率比较高的，但是磁芯的居里点耐温和实际电感的工作的温度要注意哈，别环境温度太高，把磁芯弄到居里点了，那样磁芯饱和，是要炸鸡的哦。第二个就是加圈数了，这个就要看实际的骨架宽度和线径了哈。电流互感器也是那个磁芯，电感量和温度的关系，要注意一哈-------------这里基本就是我设计变压器时的一些公式和方法了，欢迎留言交流哈
东哥 这个双管正激的公式计算还会更新不，每天都来看看有没有更新啊
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