【工程师6】+理论类+PWM钳位模式RCD吸收电路

这种PWM钳位模式RCD吸收电路如下：

                                图2 普通RCD吸收与PWM钳位RCD吸收

上图(b)的原理是利用两个三极管构成滞回比较器电路（PWM发生器），用一颗功率电阻替代开关电源中的电感L进行PWM占空比调制，由于三极管只工作于开和关功率很小，主要损耗依然是降在功率电阻上（等效电阻可调）。

（把图中电路除功率电阻外的器件都封装在一起，体积上应当是可以接受的。）

接下来进行仿真验证：

输入电压300V，负载2欧姆-50欧姆-2欧姆变化（变换时刻10mS、20mS），钳位电路电压设置为160V。

                                      图3 高压输入负载变换时对比

由图3(b)可见这种PWM钳位RCD吸收效果跟齐纳管很像，电容Uc的电压重载、轻载几乎不变，相对于普通RCD吸收轻载效率得到提升。（Uc为吸收电容对地的电压，等于电容电压+Uin）

                                     图3-1 高压满载波形展开

                                       图3-2 高压轻载波形展开

根据目前的仿真参数绘制出不同钳位电压下RCD电路对初级电感Lp的能量吸收情况。

                                     图4 钳位电压与初级电感Lp的能量吸收关系

曲线后段随着钳位电压Uc的上升曲线变缓对效率的提升不明显了。

关于RCD电路中二极管的反向恢复时间对EMI及效率的影响，分别假设三种反向恢复时间情况如下：

                                         图5-1 快恢复二极管

                                          图5-2 恢复时间1uS二极管

                                          图5-3 恢复时间2uS二极管

上面三个仿真显示恰当的二极管反向恢复时间有助于降低EMI噪声及提高电源效率，分析其原因为二极管在反向恢复期间电路可等效为有源钳位电路。（负载4欧姆）

通常RCD电路都是放在高端（一头接母线电容），为何不将其放在低端如下图？

                                                图6 高、低端钳位

等效电路如下：

                                   图6-1 高、低端钳位等效电路

从等效电路上看将RCD电路放在低端后会增加一个Vin比例的损耗，仿真验证如下：

                                     图6-2 高、低端损耗仿真验证

仿真结果RCD电路放在低端的输入损耗增加0.8W，理论计算损耗增加1W二者略有差异。（100V输入72W输出）

RCD放在低端的一般会把二极管和电容互换位置作为Snubber（吸收、缓冲）电路来用。也有资料把Snubber电路放在高端作为Clamp（钳位）电路来用的，这样的用法有什么特点？

                                图6-3 增加Snubber吸收后的波形、效率对比

在原电路基础上只增加Snubber电路，调节到一个恰当的参数后对效率几乎无影响但对降EMI效果非常好。

            图6-4 并联Snubber的等效电路

Mos管并联Snubber电路后等效电路如上图，其中漏感Lk和并联的Coss、Cs电容发生谐振，电阻Rs为漏感Lk和电容Cs的阻尼电阻，验证如下：

                                                   图6-5 欠阻尼震荡波

在图6-5中电容Coss=50pF，Cs=200pF，Rs=100，Lk=20uH。将波形展开后其谐振周期应为2*pi*sqr[Lk*(Coss+Cs)]

                                                   图6-6 震荡周期

图6-6显示仿真值和计算值近乎一致。在前面给的参数中阻尼电阻Rs=100太小，按公式Rs=2*sqr(Lk/Cs)=632重新设置参数后仿真如下：

                                                  图6-7 阻尼震荡

根据仿真的结果当电容Cs>3*Coss时选择恰当的阻尼电阻可以较好的消除多次震荡。

另一个问题，如果Snubber电路直接用在高端效果会怎样？

这种PWM模式RCD钳位的思路原来在很早之前就有相关应用了。

                         图7 线性与开关调整器基本类型

上图是从线性的LDO过渡到开关型的Buck，其中红框的电路又叫做直流储桶式调整器可以将BJT上的损耗转移到电阻R上，虽然不会提高效率但用于RCD钳位电路中还是很不错的。

一般先按占空比D趋近0.5来设计然后可知反射电压Vor再到钳位电压Vclamp最后选MOS管应力，从效率的角度考虑一般Vclamp要大于1.3倍的Vor，见下图

上图x轴是Vclamp电压与Vor电压之比，y轴为RCD损耗占总功率的百分比，钳位电压Vclamp越高RCD的损耗越小，MOS管的应力决定了Vclamp的上限（还要考虑高低压输入情况）。

RCD的选择参考标准公式再加一个0.7倍的系数修正：

二极管D用慢管效果比较好无论是效率还是EMI，可能二极管的反向恢复具有不确定性有些公司不建议用慢管。除了二极管的反向恢复还有漏感测量级寄生参数等问题，按上述公式预设完参数后再上机实际调整一下。

那楼主能不能解释一下RCD在在开关时的这个公式，

参考资料中一般是按最低输入电压、满载状态来设计的，这里想对比不同输入电压、不同负载条件下的RCD（或齐纳）对效率的影响。RCD上吸收的能量跟初级侧峰值电流、漏感及开关频率有关，公式为0.5*Lk*Ipk²*f*Vc/(Vc-Vor)，那么首先需要获取不同工况下的Ipk峰值电流曲线。

DCM模式时Pout=Pout=0.5*Lp*Ipk²*f，输出功率不变的情况下峰值电流恒定不受输入电压或占空比的影响。

CCM模式如下图：

                                      图8-1 CCM模式下输出电流与峰值电流

将上面两种模式方程整理一下绘制出两条峰值电流与输入电压关系的曲线：

                         图8-2 DCM、CCM模式峰值电流与输入电压的关系曲线

上图公式中的Io实为输入电压Iin=Io/N。

上图两条曲线的交汇处既为临界模式，列出临界电压方程及不同功率下的峰值电流曲线如下：

                          图8-3 不同功率下的峰值电流曲线与输入电压的关系

临界输入电压的等效表达式：

其次获取钳位电容Vc方程曲线：

                                   图8-4 钳位电容Vc方程曲线

当有了Vc方程曲线后就可以得到不同工况下MOS 管的Vds方程曲线：

                                  图8-5 Vds方程曲线

由图8-5可知输出功率越大Vds电压越高，再换个角度在恒功率下绘制一组等电阻Rc曲线，这样就可以从中选取出恰当的Rc电阻值。

                                         图8-6 钳位电阻Rc选取参考

接下来是RCD损耗分析，存在一个问题当加入RCD损耗后Ipk会变大进而影响到RCD再影响Ipk一直循环到一个平衡点，这里还没想好求解方法暂时先忽略RCD损耗的影响直接按Ipk不变来计算。

恒功下RCD钳位和齐纳钳位损耗随输入电压变化的曲线如下：

                                     图8-7 RCD钳位与齐纳钳位

低压输入时Ipk会更大引起RCD电路的钳位电压Vc升高而Zener恒定不变因而效率上RCD会略高一点。

轻载时齐纳管的优势比较明显：

                              图8-7-1 轻载RCD钳位与齐纳钳位

加入RCD损耗后的分析方法可利用能量守恒Pin-Ploss=Pout来实现：

RCD电路分别放在高端和低端时的损耗对比：

                               图8-8-1 RCD电路放置高、低端的损耗对比

Zener电路分别放在高端和低端时的损耗对比：

                              图8-8-2 Zener电路放置高、低端的损耗对比

通过图8-8-1和图8-8-2对比可知放置在低端的RCD钳位电路效率低，放置低端的Zener钳位电路在低压输入段对效率提升有帮助而高压端效率低损耗大，那么是否能实现一种全电压范围内都高效的钳位电路？

理想的RCD钳位电路是能实现可变电阻功能，要安装在高端，要以低端电压作为钳位参考。实现方法如下：

                                             图8-9 理想RCD与普通RCD损耗对比

上图中除最高输入电压Vin=300V 处理想RCD和普通RCD损耗相同外，在Vin<300V区域理想RCD的损耗都比普通RCD低。考虑到Zener管工作时需要一定的电流，钳位参考部分用比较器来实现更理想。

PWM钳位吸收的仿真效果如下：

                                     图8-10 理想RCD高、低压输入仿真

最后将损耗关系转换成效率关系并在轻、重载两种工况下进行对比如下：

                                          图8-11 两种电路轻、重载对比

如图8-11，理想的PWM钳位电路效率高于普通RCD钳位电路，尤其是轻载状态下效率有很大提升。

实际电路中由于二极管、开关管及变压器等都存在寄生电容会和漏感发生谐振产生高频振荡对EMI产生不利影响，而这种等效低端钳位在低压输入时情况会更严重，见下图对比。

                                      图8-12 低钳位电压与高钳位电压的振铃对比

从图8-12中可知振铃的幅度跟钳位电压大小有关，而图（b）钳位电压高所以振铃也更严重。

之前的电路都是利用电阻去消耗漏感能量，所以不管采用何种方法依然会有电阻损耗。如果能够去掉电阻而又保证钳位功能正常那么电路的效率将得到进一步提升，这就是有源钳位思路。

                             图8-13 MOS型自驱有源钳位电路

其中钳位电路内部结构如下：

                                               图8-14 自驱有缘钳位内部电路

低压输入和高压输入的仿真波形如下：

                                       图8-15 低压、高压输入自驱有源钳位波形

因为没有了电阻损耗所以可将钳位电压设的低一些以降低振铃。在普通的RCD钳位中采用慢恢复二极管对EMI和效率都有一定帮助，这里的自驱有源钳位有异曲同工之妙，不过开关时间为可控所以不同工况下效果更好。

  如有必要还可以在钳位电路旁增加一个RC阻尼器，见下图：

                                                    图8-16 加阻尼器效果

因为低钳位电压的缘故振铃本身已经很小，再用一个小的RC阻尼器就可以达到较理想的去振铃效果而对效率的影响几乎可以忽略。