文献笔记4---一种宽输出单级隔离型无桥PFC拓扑

前言

前一篇帖学习了一种单级隔离型无桥PFC拓扑（文献笔记3---一种隔离型单级无桥PFC变换器），该电路采用全波整流结构，双向开关管电压应力大。当电路工作与降压模式时，折算至原边电压小于输入电压，在双向开关管导通期间，副边二极管导通，存在变换器存在向输出侧注入电流的现象，导致输入电流明显畸变，且正弦度差、THD高、功率因数低，因此该变换器输出调压范围有限。为了解决上述问题，已有学者在该拓扑的基础上进行改进，对新提出的电路进行学习。

1 概述

所提出的单级隔离型PFC电路如图1所示。图1中变换器在副边增加了分裂电容，在不增加电流应力的前提下，降低了开关管S1、S2，二极管VDo1、VDo2的电压应力，引入开关管S3、S4，在降压模式时，阻断双向开关管导通期间，原边向副边注入电流，从而消除电流畸变。

DCM模式定义：副边二极管与工频开关管工作于DCM，输入电感电流连续，因此，可实现高的功率因数，二极管VDo1、VDo2零电流关断。

2 宽输出隔离型无桥PFC变换器

所提出的拓扑同样有两种工作模式，分别为升压工作模式和降压工作模式，其示意图如图2所示。

两种工作模式对应的工作波形如图3所示。

升压模式PFC实现：定义开关管S1与S2的开关周期为T，其导通时长为D1T，电感L1与电感Lm1向负载传递能量时长为D2T。在输入正半周期内，当S1与S2导通时，电感电流iL1与励磁电感电流iLm1线性增加，当S1与S2截止瞬间，VDo1导通，此时电流iL1、iLm1与电流iDo1均到达峰值。

电路工作于稳态时，在双向开关管S1、S2的一个开关周期内输出平均电流、输入电流分别为

从上式可知，变换器工作于稳态时，在定频控制下只需保证占空比D1恒定；在变频控制下只需保证占空比D1的二次方与周期T的乘积恒定，此时输入电流将自动跟踪输入交流电压波形，无需输入电流采样电路，仅在单电压环控制下即可实现电路功率因数校正功能。

降压模式PFC实现：在输入电压的正半周期内，当变换器双向开关管S1、S2导通，电感L1与Lm1蓄能，此时变换器工作于降压模式，二极管VDo2承受负压而导通，开关管S4始终导通，变换器通过VDo2向负载传输能量。

由于在双向开关管导通与截止期间，变换器均有电流流向输出侧，所以输出电流平均值可表示为、输入电流可表示为

当工作于降压模式时，在双向开关管S1与S2导通期间，由于S4始终关断，阻断了变换器通过VDo2向负载传输能量。此时，电路工作与升压模式基本一致，仅二极管VDo2与工频开关管S4所承受电压不同，工频开关管的引入消除了输入电流的直流分量，改善了电流正弦度，使得变换器工作于降压模式时仍能保持高功率因数，从而有效拓宽了输出电压的调节范围。在此期间，二极管VDo2始终无电流通过，避免了由二极管硬关断所带来的反向恢复损耗。电路工作于电流断续模式，实现了二极管的零电流关断。

3 实验验证

通过原理分析可知，升压工作时两种拓扑的工作原理相同，所提出的宽输出调节范围拓扑主要优势在于改善降压模式的THD。

通过仿真对比降压模式下两种电路的工作波形。如图4所示。

从图4看出，增加了工频开关管S3和S4，输入电流的THD明显减小，功率因数提高。

为了进一步验证所提出变换器的有效性，基于TMS320F28835控制器研制了实验样机，降压模式下两种电路的测试波形如图5所示。

为对比宽输出单级PFC变换器工作于降压模式时的优势，① 令开关管S3与S4始终导通，根据降压模式分析，此时变换器工作原理与上篇单级PFC变换器一致，存在降压模式下的输入电流畸变。此时，变换器输入电流波形如图5a所示，输入电流严重的畸变，其功率因数为0.89，THD=37%。② 令工频开关管S3与S4正常工作，即输入正半周时，S3导通，S4关断；输入电压负半周时，S3关断，S4导通。此时，电路输入电压与输入电流波形如图5b所示，功率因数为 0.991，具有良好功率因数校正效果，电路转换效率为87.2%，THD=4.4%。可以看出，该变换器降压模式时仍能保证高功率因数与低THD。

该文所提出的变换器具有PFC、宽输出、低应力和电气隔离的优点。在小功率应用中具有较好的参考价值。