常见的模块电源拓扑

有源钳位正激恐怕是在模块电源中应用最广泛的拓扑,自从2002年vicor专利到期后,已经早早开始研究该拓扑的公司们终于可以正式的推出了他们的有源钳位模块.


优点:
磁化能量和励磁能量都充分利用了.
磁复位的相对优化
容易自驱动(最大的优势)
容易实现主副管的零电压
一三象限的B-H曲线



缺点:
复杂而且相对昂贵
主mos管在大占空比电压应力比较高
自驱动电压变化范围需要优化
大动态的时候应力比较大(启动,输入电压或者负载跳变, 过流或者短路)
关断的时候输出负电压
同步整流轻载环流.


      它的优点是明显的,尤其对于在模块电源200W以下的应用中,是非常成功的,尤其是它自驱动的方便程度(对于常用电压来说),很多公司也有专门的芯片来针对这个拓扑,TI,NS等等.但大多数公司在体积允许的情况下,一般来说除了1-16brick会用到集成芯片来做,其它都会用一般的类似384x系列的方式来做,后面用专门的driver前加延时或者滞后来处理两个两个死区的问题.

     1.对于有源钳位这个拓扑,由于拓扑本身它的Lm和Cclamp构成的极点,在电流型控制中,这个双极点会对环路产生很大的影响,所以一般来说环路的穿越频率都难以超过1/10*fc,有非常多的文章来对这点进行建模.所以在有源钳位正激的设计中,很重要的一点就是控制Cclamp的大小,较小的Cclamp会更加容易进行环路补偿,另外在大动态的情况下(占空比变化很大),Cclamp小一些也是一个优势,Vcclamp变化会快速一些,当然Cclamp大一些会对both主管和复位管的应力有一些好处,但实际上,由于常态下主管以及复位管的Vds波形非常好,所以这个并不是很大的问题,一般把Vcclamp的峰峰值控制在1/6的平均值电压是没有问题的.它主管的应力实际存在于副边短路,大动态跳变等情况下.

    2.说说辅助管的位置,一般来说有三种,
    1)辅助管放上面,就是和电容串联并于变压器两边,那么采用n管,但是是浮驱动.

    2)P管加Cclamp加在主管两边.最常用,TI有一篇文章对比了这两种情况,可以借鉴.

    3)第三绕组复位,可以参见belfuse的专利,其实它的专利和第三绕组复位没关系,只是说它用这个第三绕组顺便做了原边的house keeping.

    3.占空比,由于有源钳位本身的优点就是号称突破了50%,那么占空比设计最优应该是如何的呢,理论上讲应该是50%在中间,比如36-75V那么55V应该大概在D=0.5,这样的好处在于副边同步整流管和续流管应力应该是最优的,除此之外,占空比大一些对效率也是有好处的.但实际上,由于模块电源中trim up trim down的需求,占空比不止输入电压这样两倍的变化.而由于大占空比带来的在调试中的麻烦,一般来说,我们在低压trim up的时候去做Dmax,一般不超过0.65或者0.7,那么实际上,在大多数情况下,有源钳位正激的副边续流管要承受更大的电流.

    4.ZVS,大多数模块电源的有源钳位不做ZVS,为什么,首先,输入电压比较低,基本上开关损耗有限,其次,常规的方法,减小励磁电感,来冲销副边折合电流的方法,励磁电流增大,效率不见得提升,大多数时间是不及,所以,很多情况下,励磁电感只被调到大概30%载以下的时候ZVS.

   5.自驱动,按道理说有源钳位的自驱动是容易做的,变压器很方波,直接一互拉就可以,实际上,有几个问题还不是那么容易的,

1)如36V-75V输入,3.3V以下,12V以上的自驱动问题.这个时候直接拉,如果优选占空比,会发现驱动电压可能要超过18V,或者低于5V,那么这个就不划算了.

2)副边续流管和主管共通的问题,由于续流管关断的速度取决于变压器波形,但关断能力由变压器决定,这段时间变压器波形基本完全由励磁电流对容的放电速度决定,这个速度是有点慢的...所有续流管关断速度没有保证,很容易出现续流管没关掉,原边主管开通,这个时候,不管整流管开通与否,会有共通.

3)如果宽范围输入,自驱动困难...比如18-75V,5V/20A,包括了trim up,trim down,由于Vin变了四倍,怎么选匝比都是不够选的.

4)关断的时候,由于嵌位电容上的电没放掉,即使两个管子都关掉,变压器励磁电感和分布电容(Coss等)的震荡仍然继续,那么变压器就不再是标准方波,驱动也不是所希望的形式.

总结的很不错.

期待楼主继续更新~~~

请教:
楼主说有源钳位的缺点有
成本较高
应力较高

这两点是如何和其他拓扑相比的呢?
比如说和半桥电路相比成本高在哪里呢?管子?

成本问题,是说的简单的flyback or forward要高,比桥还是低的
应力上,比一般的单端有优势,桥是有更有优势的.

半桥电路成本应该是高过Activeclamp forward的,体现在控制器需要一个high side的驱动,一般情况下需要自举或者驱动变压器,另外副边的同步整流需要额外的driver或者芯片.在模块电源中,由于效率的要求比较高,除非很高压的输出,同步整流几乎是不可能不要的,,而半桥没有好的副边自驱动方法,一般都是信号变压器传信号过去,你可以see一下NS的LM5035,那么Activeclamp forward能自驱动的优势就体现了,只用一些阻容就搞定了副边驱动.

    管子问题,同样功率,无论用什么拓扑,管子是差不多的(优化设计的前提下)
当然,由于桥类(半桥,全桥)拓扑占空比可以推到Dmax=0.45,相当于0.9,由于应力---Vin*D/(1-D)和控制的问题(占空比大后环路难以调节),ACF很难超过Dmax=0.75,那么桥是有一定的优势,而且桥如果副边是简单的中心抽头模式,那么副边同步整流管的电压,电流应力是对称的,而正激却大多数情况都是续流管是电压应力,电流应力都要大一些.
    效率问题,只有详细的进行paper design才能得到优化.

帅哥,等着你来填Forward-flyback 1core

2core的 那天看到一个朋友画了个图问原理,就写了点东西在21dianyuan那里,我贴过来大家看一下
1core的其实差不多,稍微有所不同

反激一正激式转换器(Fly-Forward CONVERTER)最早由美国IR公司提出.大家知道,正激式转换器和反激式转换器都可应用于中小功率高频开关电源.其主要缺点是开关管的电压应力高,正激式转换器需要采用特殊的磁复位措施,而反激式转换器的输出纹波大.将正激式转换器和反激式转换器组合在一起,可以综合两种转换器的优点,在一定程度上可以克服两者的缺点.并实现ZVS、自动可靠地磁复位、较低的电压应力等.

  日本矢代于1994年提出的有源钳位反激-正激式转换器电路如图5-13所示.正激式转换器和反激式转换器的变压器Tr1、Tr2的初级绕组相串联,共用一个主开关管V1和一个钳位电路,钳位电路并联在Tr1、Tr2初级串联绕组上.后来派生出来的一些反激一正激式转换器,只用一个变压器,其次级用中点抽头整流或倍流整流输出电路.研究图5-13电路可以发现,输出端没有滤波电感.图5-13电路的组合方式,使两个转换器在一个周期内分别向负载供电,变压器次级并联交错输出.因此无须另外再接续流二极管,由于输出纹波小,也无须加滤波电感.对正激式转换器来说,因为初级串联了一个反激式转式换器的电感(即变压器),相当于将输出滤波电感从次级移到了初级.

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图5-13所示的反激一正激式转换器

  图5-13所示的反激一正激式转换器,在一个开关周期内有8种开关模式,见表5-3.表中uDS1为主开关管V1端电压.


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表5-3

  图5-13的主要特点是,主开关管和钳位开关管都实现了ZVS,使开关损耗减少,电路转换效率提高.和有源钳位正激式转换器一样,钳位电容上的电压为
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主开关管上的电压uDS1被钳位在500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/74/150571234163092.gif');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

上面是转的原贴

以下是我的回帖

首先要确定Vo=? CCM,如果Nr1=Nr2=N

主管V1通,D段,那么Vtr2=Vin-N*Vo,Vtr1=N*Vo

辅助管V2通,1-D段,电压方向定成反方向,Vtr1=Vc=Vin*D/(1-D)-N*Vo,Vtr2=N*Vo

可以看到主管应力和辅助管应力与一般的正激有源钳位相同,都为Vds1=Vin/(1-D),Vds2=Vin/(1-D)

Vtr2一周期内的平均值为零,(Vin-N*Vo)*D=N*Vo*(1-D),Vin*D=N*Vo

Vtr1一周期内的平均值为零,N*Vo*D=Vin*D*(1-D)/(1-D)-N*Vo*(1-D),也同样是N*Vo=Vin*D

结论:Vo=Vin*D/N

如果称正激的二极管为D1,D1的应力是1- D段,VD1=Vo+Vtr1=Vo+Vin*D/(1-D)-N*Vo=Vo+Vo*D/(1-D)=Vo/(1-D)=Vin*D/(1-D),等同于正激副边整流管的应力

同理,可以推得VD2=Vo+Vtr2(D段)=Vo+(Vin-N*Vo)/N=Vin/N,等同于正激副边续流管应力.

其次,D段,是Tr2的原边作为电感的效果,Tr1的原边是变压器效果,正激过程,类似电感放原边.

1-D段,Tr2反激,存储在Tr2的能量释放到负载,顺便对Tr1也去磁.

注意到这个过程中,Tr1类似变压器设计,而Tr2,类似于反激变压器,或者说类似于电感设计.

1段不用说了

2段,由于主管V1关断,那么通过励磁电感Lr1和励磁电感Lr2和V1的Cds以及其它寄生参数震荡,变压器没有反向,也就是说Vds1还在Vin以下,那么这个电流是同时包含了

励磁电流以及副边折合过来的负载电流Io/N,Vds1上升很快.

3段,变压器过零到负的过程,副边两个二极管经历换流共通时期,副边电流就不折过来了,只有励磁电流通过Lr1+Lr2与Cds谐振,Vds1上升速度变慢,直到Vds1=Vin/(1-D)

4段,V2 可以零电压开了.

5段,类似正激的有源钳位,励磁电流从正到负了.

6段,V2关了,这个时候也类似于正激的有源钳位,Vds1开始下降,往Vin走,但区别来了,正激的有源钳位励磁电流平均值是零的,但这个里面,明显Lr2这个电感,是要在1-D过程中,要往副边传输能量的,它是平均电流是负的,但是注意到钳位容上的平均电流是零的,多出来的就是传到副边的负载电流.注意到加Lr2上的电压,就会发现,它和传统正激的电感完全一样.所以电感量怎么设计,是容易的.但Lr1呢,和Lr2串联来着,通过它的励磁电流也是完全一样,所以,Lr1应该等于Lr2的大小.

相比与传统正激的有源钳位,不同就在于这个时候它的zvs是更容易实现的,因为励磁电流比较大,是负载电流折合来的,而传统正激要满足Imag-的绝对值大于Io/N才能来实现主管的zvs,而这个拓扑,zvs更容易些.当然,V2关与V1通的死区时间要够长,才能做zvs,不管怎么说,都是比传统正激的有源钳位容易实现zvs或者可以让Vds1尽可能的低了.

7段,Vds1从Vin往下震,看看能不能zvs

8段,开V1,又从1开始.

总的来说,Tr1的伏秒是比一般正激要小了,所以可以用小一号变压器,对比明显,一个是Vin*D*Ts,一个是NVo*D*Ts=Vin*D^2*Ts,但加上Tr2就差不多了

这个拓扑类似的还有artesyn的专利拓扑,以及lamda的专利拓扑,lamda的应该已经过期了.

我最近正在做一个一个core的正反激拓扑.用在1-8 brick,150W左右.

http://bbs.dianyuan.com/topic/314005

相当的不错,很丰富的电源知识,感谢了!!!