电感量与带负载能力

电感量太小会造成储能能量不够,使电感在一个周波还没结束能量就已经放完,结果在原来的连续工作模式进入到断续工作模式,导致输出能量减小而带不起负载

谢谢周工!另外还有个问题请教您:按照BUCK 电路公式:VO/VIN=占空比(工作在连续模式),但是我在实际电路调试中,不断加大负载(E-LOAD电流逐渐加大)发现占空比也随之变大!可是我的输入和输出电压都不变呀?难道VO/VIN=占空比错了吗?如何解释呢?

弥补线路压降.

这是固有的正常现象

这个解释的确好,谢谢!假如我们设想线路没有损耗的理想状态:是不是在逐渐加大E-LOAD ,占空比是不变的!!是这样的吗?现实中看不到这个现象.因为线损导致真正加到电感的VIN 在减少.

您说的固有的现象?那是什么因素导致这个现象的呢?请教您了.另外还有个问题请教:1.在同步整流BUCK 中,有连续模式和断续模式,它们是随着负载电流(或者说是负载的轻重)自动转化的吗?电路自己根据负载的轻重来自动调整的吗?

2.连续模式转化成断续模式,电感电流在OFF期间有流向负载→零点→再从负载流出,随后ON周期来了,这时电感电流不能突变,仍然保持再从负载流流出,但由于ON期间下管MOSFET是关闭的.难道电流将逆向同过上管MOSFET流向电源?是这样的吗?

请帮小弟释疑,提前谢了!

buck的输出电压推导可以在任何一本讲述开关电源的书上看到,我就不赘述了.但是请注意,其推导的前提,是将所有的元件理想化为前提的.
实际上,开关管有开关损耗、通态损耗、驱动损耗,磁性元件有磁滞损耗、涡流损耗,整流二极管也存在开关损耗、通态损耗,电容器也有损耗(ESR/ESL通常引起相位变化,故而用损耗角正切来评估),线路电阻……非理想的地方太多太多了.另外需要注意的是,在推导时仅仅根据占空比来进行假设,忽略了负载的复杂性,所以这种推导实际上更贴近于电压型控制系统.当负载电流变化时,电源需要在后续的数个甚至数十个周期内才能逐渐适应.所以电压型控制电路的动态特性较差,因为其控制模型中是没有反应负载的元素的.负载电流增加后导致输出电压下降,这时电感的正向伏秒(Ton)(实际上是两端电压的积分)与负向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于负向,所以电感电流会增加.当增加到同负载相同时正负伏秒相等,电流不在变化达到新平衡,反馈电路的存在能够加速这一过程,负载减小同上.
同步整流是利用受控开关来模拟二极管整流的一种实用技术.其实现方式有很多种,各有特点,比如有的线路简单,有的效率高,有的成本高,有的使用范围宽广等.所以连续或断续之间是否处理,以及如何处理是受实现方式决定的,而不是同步整流这一概念本身定义的过程.怎么处理看需求以及能够承受代价.
当断续时,粗糙控制的同步整流是会有回流的,并且一定程度上影响效率,但是并不是很严重的事.因为需要用到同步整流的地方,很少有轻载到不连续的时候.如果经常不连续那就没必要同步整流,或者设计成连续的.
就好比载重车胎会费油一样……没有人会把它装到轿车车上.

谢谢“楚天”精彩的回答!

负载电流增加后导致输出电压下降,这时电感的正向伏秒(Ton)(实际上是两端电压的积分)与负向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于负向,所以电感电流会增加.当增加到同负载相同时正负伏秒相等,电流不在变化达到新平衡,反馈电路的存在能够加速这一过程,负载减小同上.

您的这番话非常细节地展示出,BUCK电路自动稳压的过程.使人受益菲浅.
到了最终的稳态:请问这时的占空比和负载变化前的占空比有变化吗?
比如:调整前负载1A
     调整后负载2A
条件:1.BUCK 工作在连续模式 2.一切非理想状态(为了便于理解和建立分析的信心).

3.如何占空比不变化,那么就会看到这么一个现象:BUCK 工作在连续模式,负载需要多大的电流,电源就给出多大的电流,占空比却不会变化!现实生活中看到的占空比变化是 因为弥补线路损耗的原因.

4.按照您讲的,即使没有反馈回路,我们人为地将PWM 固定在负载变化前的状态,负载变化(比如1A→2A),开是瞬间电压会拉低,经过若干个周期,输出电
压会慢慢回到负载变化前的电压VO,理论上是这样的吗?我们忽略所有一切非理想的东西.小弟刚接触DC-DC ,望高手指点指点.谢谢您!

如果是实际的BUCK电路,在开环时(恒占空比)接入负载会使得输出电压降低.有兴趣你可以试试,很容易做.
当闭环时(只有闭环了,占空比才会相应负载变化)加载后,虽则负载的增加,占空比是逐渐加大的.
3.占空比实际上并不全是弥补线路损耗,电源中还有许多非损耗性的占空比损失,这部分也是不容忽视的.比如在FB-PS-ZVS电路中的谐振电感环流导致的占空比损失.各种复位电路所损失的能量也需要在占空比上有所体现.但就BUCK而言,占空比确实是为了弥补线路损耗的多一点.电感上的损耗往往被忽略,其实它的直流阻抗一般都是几十毫欧以上,PCB的铜阻也是不小的,只不过其表面积大,热量不积累所以我们注意不到罢了.尤其注意的是,对于输出电压恒定的恒压源,线路阻抗(阻性)的耗散功率同输出电流的平方成正比,而输出功率同输出电流程正比.可见随输出电流的增大,损耗远远快过输出功率的增加,不过因为损耗所占比例很小,在初始阶段不明显罢了.
你可以找一些知名厂家的电源输出功率同效率的曲线看看.
这个曲线逐渐上升到最高点后下降的.这是为什么呢?前部分的输出是由于线路本底消耗导致的.随着输出功率的增加,本底消耗所占比重逐渐下降而使得效率呈现上升趋势.这个时候虽然损耗也会随着输出功率的增大而增大,但是在总输出功率中所占的比重却是减小的.当再往后边由于输出功率的组件增大,损耗会迅速增加此时他的增加速度会超过输出功率的增加使得曲线呈现下降趋势.而且下降的会很快.
4,微观上看是会慢慢回升的,但是回升的比较有限,因为电感也是有ESR(等效阻抗)的.这个回升的速度取决于电感量.电感量越大,这个回升越慢.所以一些高速动态电路都是用非常小的电感.当然这种高速电源的频率也都很高.因为开关频率高了,其闭环控制带宽才能高,反映才能迅速.在同样频率下我们可以采用小电感大电容或者打电感小电容的配置,但是如果是告诉电路,一般都会采用小电感配置.因为反馈换再快也赶不上负载的变化(比如CPU),这个时候一个足够优质的电容会是一个非常优秀的电压源,能够迅速的提供给负载足够的电流(负载迅速增加)或者迅速的接纳电感的电流(负载迅速减少).而电感比较小则使得其电流迅速达到新的平衡.电感如果非常非常大,将会使反馈环很难受的.尤其是电压型控制.
这里就涉及到一些控制方法问题了.应该属于控制理论那边研究了.我底子不好这些说不明白.就不误导你了.
对于电流型控制情况会好很多.因为电流型的控制环路的带宽比较宽,其对负载的跟踪能力很强.这里边涉及到输出滤波电感,这个电感的存在使得迅速增加的占空比总要“积攒”足够的“伏秒”使得电感的电流增加到同输出差不多.在积攒的过程中,还要控制好,不能太多,也不能太少.少了会很慢,多了又容易过压.这个里边呢,因为LC是个二阶系统所以比较麻烦.
如果是电流型控制呢,那么实际上调制的是电感的电流,不管电感量是多少,只要电感电流达到要求就关断,这样我们就可以不管电感的大小,而只关注输出电流了.而对流入电容的电流积分恰好是一条斜线这里边用一阶系统就足够补偿了.至少省掉一个恼人的电感,系统中的电抗性元件只剩下电容了,就好做多了,不是么?
当然电流型控制的也有不足的地方.你以后深入学习就知道了.
每种拓扑都有他的优势与劣势,每种控制方法都有他所适应的拓扑与应用.讨论拓扑的得失意义不大,做开关电源,最要紧的是扎实的了解每种拓扑的优缺点,有选择性的应用,根据需求来确定拓扑以及控制方法.包子、饺子和打卤面的原料是差不多的.

4,微观上看是会慢慢回升的,但是回升的比较有限,

我注意到了您上贴说的一句话:“反馈电路的存在能够加速这一过程”“加速”这个词表达非常精准!让人震撼.在固定PWM情况下,开环状态:如果不考虑“非理想”因素比如:铜阻,ESR ..等等一切损耗.一切都是理想的(这样考虑是为了分析简单,就象集总电路模型一样),经过几个或者几十个震荡周期,VO会到负载变化前的那一状态,这个结论由:ON周期和OFF周期伏秒积必须相等方程得出.ON周期伏秒积=OFF周期伏秒积.这是个开关电源大厦建立的“基石”.
如果引入反馈电路,将加速稳定时间.几十个震荡周期暂稳态,缩短为一两个震荡周期就使电路达到新的稳态而适应了负载的变化.反馈电路通常为一个运放的积分电路,当输出电压降低,分压取样后小于基准电压,运放输出就是对这个电压差进行积分,反馈输出(运放输出)增大,迫使PWM 加大,加快正向伏秒(Ton)(实际上是两端电压的积分)与负向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于负向,相比固定的PWM ,电感电流会更快增加!VO重新上升回到负载变化前的状态.由于反馈电路引入,这个上升回到VO时间将大大缩短.当达电压第一次回到VO的时刻(我认为这个时刻还不是平衡状态,运放输出电压因积分环的存在,不能因为输出到达VO 就立即下降.只是在这个时刻运放输出不再变化(或者说变化率为0,积分电容没有充电电流,取样电压和基准电压相等呀).既然反馈输出不立即下降,也即使PWM仍然保持“增大”(较负载变化前),输出将第一次超过VO ,这将导致取样电压大于基准.运放输出由此将反向积分.积分电容放电,反馈输出(运放输出)下降,PWM在增大的基础上开始减少.逐渐回到负载变化前的状态.所有这些变化的非常快,都是在微妙级别就完成,但我坚信这个过程是存在的.

对于负载加重,有反馈环的情况:
负载加重→VO↓→PWM↑→VO↑→VO第一次回到原态VO →PWM停止上升(但VO还继续上升,因为PWM停止变化时刻,新的平衡并未完全建立)→随后PWM回落→输出下降渐回落到原态VO.

对于负载加重,无反馈环,固定PWM 的情况:
负载加重→VO↓→正向伏秒要大于负向,电感电流会增加→VO上升回到VO .
如果电感量大,这个过程将是漫长的.不能适应快速负载的变化.
上面都是在忽略一切非理想因素的分析.

对于象您这样的高手来说,也许这些都不必要来考虑,对于小弟而言,刚刚踏进电源世界的大门,痛苦而幸福地思考着,渴望行家的指点....

微观过程是这样的.不过你前面对反馈环的说法有些不精确.反馈环要看是什么类型的.就PI来说的确如你所述,会有过冲,也就是积分环节在输出达到参考后还继续起作用倒是输出会增加,然后P环节会反过来和I较劲,使得这个过冲减小,到最后……也是不能消除微观误差的……因为负反馈系统就是依赖误差进行调解的.如果积分环节过大会导致较高的延迟以至于这种反复过冲的时间过长、幅度过大对系统产生影响.而PID系统则在此基础上引入了微分环节,所谓微分环节其实就是看输出电压的变化率.
还是沿用前面的假设,buck负载突然变大的情况,我们简说一下PID的控制过程.
负载突然变大导致VO随之降低,这时最先起作用的是电感的伏秒积分被破坏,出现正的伏秒积分使得电感电流会逐渐增加.然后比例环节(P)将误差电压放大送入pwm发生器迫使Ton增大,加速电感的电流增加.积分电容的作用是对误差电压进行积分,使得非常微小的电压误差(这个误差小到即使经过比例放大后也无法影响PWM,这种非常小的误差称为稳态误差.非常小只是相对的,未必会对输出没有影响,所以要消除)经过一定时间的积分后影响到PWM,进而消除稳态误差.既然它是应对非常小的稳态误差的,那么我们就不希望它受到大信号的干扰,而实际上却不是这个样子.当误差信号比较大的时候(负载突变)积分电容上会迅速积累起很高的电压叠加到PWM上,使得PWM与实际需要的相比得到了过于剧烈的提升,这虽然能够加速误差的消除,但是在误差消除的那一刻,恰是积分电容输出最高的时刻,这是虽然比例环节因为误差为0而无输出但是由于积分电容上积累的大量电荷使得反馈部分仍旧输出非常高误差电压使得PWM仍然超过负载所需要的Ton,这将要导致输出电压超过参考电压,实际上是过分补偿,是有害的.同样的,当过补偿存在时,比例环节会将这个过补偿所产生的误差电压叠加到补偿电路的输出上,迫使PWM减少Ton,而积分电容也会缓缓放电,直到下次输出电压与参考电压重叠,比例输出回零,而积分电容可能仍旧会存有少量电荷导致系统并不能在这一点稳定而是会有少量的输出回落,然后继续调整……看起来有点震荡.实际上要控制好阻尼系数,使得输出电压与参考电压的误差呈现越来越小的情况.这就是说要控制好积分电容的荷电量,积分时间过长则调节缓慢,容易导致震荡,同时积分周期可能同其他环节谐振干扰导致问题恶化,过短则调节不明显.
在说说微分环节,微分实际上就是在分压电阻(或vo)与误差放大器的反向输入端之间的电容.可见,当输出电压在迅速跌落的时候,微分环节会使误差放大器的反向输入减少,加速PWM的Ton增加.但是当输出电压迅速增加的时候呢?微分电容会增加输入到反向输入的电流使得误差放大器的输出得到一定程度的削弱,当vo与参考逼近的越迅速,则微分输出越大,迫使的Ton增量减小.一定程度上会抑制过于快速的Ton增量.实际上微分能够抑制前面积分环节带来的超调,也就是说当误差产恰好消除的时候,积分和微分的输出符号是相反的.
现在再来看看从误差产生到消除的过程:
Vo跌落,比例环节(误差放大器的直流放大系数)会将Vo与Vr(参考电压,表征预期的输出电压)的差进行放大,以控制PWM的Ton来迫使输出的电压Vo逼近Vr.这一过程是迅速存在的.但是单纯的比例环节无法解决Vo与Vr相差较小的时候所产生的稳态误差(这个同运放的输入失调有关系,尤其是输出电压同电压基准IC的相差越多,这个误差越大,感兴趣的朋友可以想一下为什么会这样.).因此又引入了积分环节,将比例放大不敏感的微笑误差进行积分,积累到足够的程度时改变一下输出的PWM.比如不改变的时候输出低10mV,那么积累几到几十个周期后使输出Ton增加,导致输出过正常的10mV,那么宏观上这个电源的平均值输出就是无误差的.不过微观上总是有微小的起伏波动.如果负载很缓慢,很平滑,那么上面的电路会工作的很好,可惜电源只是服务型的单元,无法决定负载类型.当侍者碰到挑剔的顾客时,就要提高自身的素养了.于是又加入了微分单元,以应对迅速变换的负载类型.微分电容将输出电压的增量引入反馈环接,当输出电压有增加趋势时,微分将抑制Ton的增加,当输出电压的增加趋势非常高的时候抑制也将更加剧烈,这样做的好处是能弥补积分所带来的过冲问题,使得微观上的Vo与Vr相差不太大但是会延长跟踪的时间.但是微分与积分又同时带来了新的问题……一旦他们的相位与增益满足条件……电源就会震荡……这个条件还真就比较容易满足的.所以有时候,为了抑制他们的害处,调试工作是很大的.因为电源在不同负载下的传递特性相差很多,所以在某些时候稳定的I/D参数可能在别的工况下发生震荡.这就是为什么大的电源公司总是要求对电源的稳定裕量进行精确控制.这样做能够有效提高电源的可靠性,而小公司往往忽视这个过程,仅仅是几个功率点的恒功率不震荡就认为OK了.实际上,在电源的工况中,过压、欠压、负载波动、器件老化、脉冲干扰等等因素都有可能使稳定的电源产生震荡.好的电路是让这个电路能够使震荡衰减,最终消失.测试这样性能并进行计算、修正需要较高的技术水平与很大的设备投资和工作时间增加,这也是大厂电源成本较高的一个因素.设计不规范的电源,可能样品没有问题,但在批量生产中乃至使用一段时间中会有非常高的故障率同这个因素也有关系.
实际上上面介绍的是工业控制中最常见的PID控制方法.我讲的比较粗陋,有错误的地方希望能够有高手指出,使我能够得到学习提高,也避免因为错误而误导更多的朋友.

楚天说的不错
有没有PID相关方面的资料
麻烦传一两个看一下
不知道方便不

细节决定于水平,“楚天”如此详细的解释让人看得热血沸腾!尤其是自己闭门苦思结论:单纯靠积分调节会有“过冲“,从“楚天”言论中得到认证,真让人激动激动!.因为这是没有参考书的情况下,完全是我自己琢磨,推想出来的呀.(受现实环境限制,没有条件做实验去验证自己的设想,哎...)

不必如此,大家都是从不会的时候过来的.我把这些东西写出来,对自己也是一个总结,希望能够帮助到你就好.

关于PID方面的书籍我看过一些,不过不是电子版的,不好上传了.
我记得前面有朋友发过反馈环设计的资料,可以找找看.

您好,楚天大师:  "尤其是输出电压同电压基准IC的相差越多"这句话怎么理解? 请您讲的通俗一点好吗?

但是单纯的比例环节无法解决Vo与Vr相差较小的时候所产生的稳态误差,:就象是运放电路的"虚短"概念,同相端电压只能是和反相端电压无穷地接近,永远也不可能真正意义上的相等.因为输出这是靠这个"无穷小"的误差来维系的! 因此,没有引入积分环【目的是:通过电容积分,让这个"无穷小"的误差,只要长时间存在的话,就会不断"积累"以形成大的后果(不知道用什么词来表达),积分:就是对过去存在的总结及后果的宏观的反映】,就不可能使输出"真正"意义接近参考电压.没有引入积分环的话输出和参考电压始终有个"微小"的电压差.也就是这种设计电压输出精度不够.当然,引如积分环会有"电压过冲"和跟踪时间长,就象您详细的分析.任何事物总是两面性的..,就要看你如何取舍了.

另外,我将线性电源和开关电源作了个类比,发现了一些相似之处:

线性电源:输出控制信号是电平,
开关电源:输出控制信号是占空比PWM.
可以将对线性电源控制方法思想类比到对开关电源中来.
比如:线性电源中,将调整三极管的基极用稳压管固定,就类似如开关电源固定的PWM ,对调整三极管的基极引入负反馈用运放/或者431控制.就类似如开关电源
反馈环控制.线性电源引入负反馈同样也能"加速"调整作用.比较调整三极管的基极用稳压管固定(并假设输出带1000UF),就能很明显的有这个感觉!

尤其是输出电压同电压基准IC的相差越多....这里我说错了.实际上我当时是考虑运放的输入失调的影响,而忽略了一个事实,那就是一般而言,输出电压都较参考高所以不需要用运放将输出放大.实际上上面的话如果在100V的参考电压与1V的输出电压时也还算正确.不过这种情况不会发生而已.口误,抱歉啊.关于运放失调的影响你单纯的比例环节无法解决Vo与Vr相差较小的时候所产生的稳态误差--这里也是因为运放的输入失调问题所导致的.受限于半导体工艺问题,在一个硅片上同时集成出较高指标的运放、振荡器、逻辑电路、参考电源、功率管……这些单元是比较困难的.所以一般电源IC的误差放大器指标都不高,输入失调也比较大.所以输出相差也比较多.这是单纯比例环节无法有效调整输出电压的原因.线性电源与开关电源的控制信号都不是电平.电平是静态分析的说法.实际上负反馈系统是动态的,不能用静态工作点来分析.一般用小信号模型分析会比较好理解电路的工作.线性电源中如果将基极用一个稳压管固定这也是个负反馈电路.你想想,如果这时将输入电压升高,输出电压几乎不升高的.而如果对于一个固定PWM的电路,输入电压升高,输出也是会升高的.线性电源(线性稳压电源)本身就已经是含有负反馈的系统了.“而基极用稳压管的三极管”其实也是稳压电源,因为他也是有参考电压,有负反馈的.你可以参考模拟电子技术的书籍分析一下三极管的共基极工作方式.只不过这样的电路受限于1、功率三极管的放大倍数较低2、稳压二极管性能较差导致输出稳压效果不理想.但是他的确是一个非常非常精简的一个负反馈控制的稳定电压电源.

楚天大师,晚上好!
的确,线性电源与开关电源的控制信号都不是电平,我说错了(周一上班时间偷着给您写帖,生怕被上司逮着,写的时候心理有点紧张...哈哈)
如果说:线性电源控制信号是“变化的电平”,
        开关电源控制信号是:变化的PWM (实际上也是通过反馈环变化的电平转化而来的).这个观点你同意吗?
线性电源和开关电源这个类似的比较,是看了您反馈环能“加速”调整的速度的观点后想到的.我习惯将不熟悉的东西和相对熟悉的东西联系起来,以求好的更深入的理解不熟悉的事物.

另外:下面这短话是我看了您的“误差是如何产生又是如何消除的”详细分析.用自己的理解写出来的,请您帮助看看,是否正确.看看理解是否有误.谢谢您:(上贴因上班时间紧张,写的不够通顺)

但是单纯的比例环节无法解决Vo与Vr相差较小的时候所产生的稳态误差,:就象是运放电路的"虚短"概念,同相端电压只能是和反相端电压无穷地接近,永远也不可能真正意义上的相等.因为输出这是靠这个"无穷小"的误差来维系的! 因此,没有引入积分环,就不可能使输出"真正"意义接近参考电压.PWM必须靠这个固有的“误差”来维系,没有引入积分环的话,输出和参考电压始终有个"微小"的电压差.这样就导致电压输出精度不够.【积分的目的是:通过误差电压形成积分电流,让电容积分(也即是让电容积累电荷),如果这个看似"无穷小"的误差电压(也即是实际输出和设计的期望值之间的差距)长时间存在的话,就会不断让电容"积累电荷"以形成大的电压去调整PWM ,如此同时比例控制随着实际输出和理想期望值的无限接近逐渐下降,它一定程度会减弱PWM 但此时积分电容的电压的影响力是占绝对的优势的,占主导影响力.对时间积分:就是对存在的“客观事物”在时间上的累计,时间上的积累.积分的值的大小:在“客观事物“的量一定的情况下,反映这个“客观事实”存在多长时间,】,当然,引如积分环会有"电压过冲"和跟踪时间长,比如积分电容较大,调整时间会加长,会影响电源的动态特性.

尤其是输出电压同电压基准IC的相差越多....这里我说错了.实际上我当时是考虑运放的输入失调的影响,而......

我明白您的意思了,您是说:因为运放本身存在失调电压,失调电流,以及为运放作为线性放大器用的反馈电阻,以及克服偏置所用的平衡电阻的偏差,,,,等运放固有的“败笔”引起的放大误差,[真正放大值+运放本身带来的误差] Vs 期望基准电压.去控制PWM .即由运放本身带来的误差引起的电源精度的问题,是这样的吗?楚天大师.

不知道楚天大师今天有没有时间,帮看看我回的第19 和第20帖子.看小弟理解的对否?大家也帮我看看呀,谢谢啦.

路过,学习

这两天较忙,没来看.不好意思.

->开关电源控制信号是:变化的PWM (实际上也是通过反馈环变化的电平转化而来的).这个观点你同意吗?
--电平这个概念并不适合.描述的没有问题,不过如果还不能够抛弃“电平”将不利于你后边学习.

->但是单纯的比例环节无法解决Vo与Vr相差较小的时候所产生的稳态误差,:就象是运放电路的"虚短"概念,同相端电压只能是和反相端电压无穷地接近,永远也不可能真正意义上的相等.
--无穷小在这里并不是一个很恰当的比喻.实际当中,单纯比例环节的误差是比较大的.因为运放只在DC段才有比较高的增益.

->比例控制随着实际输出和理想期望值的无限接近逐渐下降,它一定程度会减弱PWM 但此时积分电容的电压的影响力是占绝对的优势的
--一旦积分电容的影响力占绝对优势,电源也就不稳定了.注意,不论是积分还是微分,都是辅助比例环节工作的.就输出幅度而言,一般不会超过0.2(数字PID).

->因为运放本身存在失调电压,失调电流,以及为运放作为线性放大器用的反馈电阻,以及克服偏置所用的平衡电阻的偏差,,,,等运放固有的“败笔”引起的放大误差
--是这样的.不过运放这里的问题很复杂.上面说的还偏重于直流分析.事实上动态特性才是最难弄得.

实际上要理解好开关电源的工作过程,除了要好好的理解直流电路的静态工作模式外,还要对交流时变电路有了解才可以.从你上面的分析来看,需要多多补充一些交流电路的分析.
基于直流工作点、偏置、电平这样的静态分析已经不适用于开关电源的反馈环节,所以要避免将新的知识往旧的上面套.这样不利于迅速建立起新体系.