电源的模块化、软件化设计

已经有类似软件了,PowerSim or SimCAP??? 记不清了,里边集成了一些厂家的芯片模型,有的厂家自己会提供模型.就是这些软件要买正版,否则很不好用.

我最近总结出一种多输出反激式电源变压器的设计方法,想和有经验的同行讨论一下,高手们接招了,还有开关电源设计控制回路也很重要,有没有人对这方面有深入研究?请大家出来讨论啊

多输出反激式电源变压器的设计方法,如何考虑绕组之间的漏感及对付在调整率的影响,工作在电流连续模还是断续模,用一路输出作反馈还是多路复合.

工作电流模式一般都为断续模式,在实际中我发现连续模式很难大批量的生产时保证稳定性,最少用两路反馈,输出才会较稳定,最关键的是绕法和逼边、原边匝数的确定.

在多输出中,变压器的设计是最重要的工作(PCB板设计也很重要),要花费你大量的时间,反复的计算考虑.可以说你掌握的变压器的设计,也就掌握了电源的设计

在你的多输出反激式电源变压器的设计方法中的核心是什么?
饱和计算?绕组间的耦合,组合?损耗的计算?开气隙后的边缘效应的计算?

第一步是保证输出电压精度:
这就要你有一个很好的算法,迅速确定副边各绕组匝数
第二步: 确定原边最小匝数
第三步: 核算在最低工作电压下的占空比,也就是是否能在最低电压下工作
第四步:确定绕组顺序,减小漏感,加大各级间耦合,如选择合适的线径让一个绕组正好绕满一层,适当调整原边匝数等.

如果想取得最好的交叉调整性能,采用的绕法是有很大影响的,串联绕法是最好的

请问各位大侠,你们设计变压器时,原边匝数是依据什么公式或算法,当原边匝数少时会出现什么现象,有什么好经验!

请教各位高手是怎样保持电源的稳定性的,如何让一次性合格率达到0.3%

我想:1计算要严格,并有最坏条件分析,元器件应力分析.
2.开发的流程不规范,没有暴露大部分问题.
我对反激的考虑不多,正好讨论讨论.讨论:
1其它贴得精华 2其它文献的精华 3计算的程序 4控制系统的设计 5变压器及PCB的工艺

你的程序用什么写的?能否拿上来讨论讨论?

小弟的程序是用汇编写的,小平一般,请您多提宝贵意见,电源的程序化设计有很大的工作量,小弟只完成了一部分,还有很长的路要走,

您说设计流程不规范,能听听你的意见吗?希望我们能毫无保留的交流!

只要我的算法没问题,精度是足够的,是用FPU计算的,现在我们一个一个问题的讨论,这次我们的重点先说变压器你看怎么样?最关键的问题是程序和实际的符合度.

控制器又不是数字的用汇编?即使是数字的也用c啊?汇编能写出来什么复杂的计算程序(如同损的分析,控制器参数的求解)?对设计的帮助不大(我认为)?
基础打好了在讨论流程不迟,要不然流程也执行不了.如:
设计目标的分析--〉电路的仿真--〉讨论检查--〉电路的设计,实现--〉最坏情况分析-->应力分析-->稳定性分析--〉热分析-->成本分析--〉结构分析--〉电路功能测试--〉讨论检查--〉小批量测试(各种条件,电路各种指标的标准公差分析)--〉破坏性测试--〉根据应用制定品质测试计划(很复杂)--〉再小批量检查生产流程.
好了不多说废话,讨论设计?

程序只是用来实现的一个工具,只有使用难易之分,没有好环之分,对于科学计算,汇编是最拿手的了,速度也最快,稳定,但我不是想只用汇编,用C也没什么不可.

   我想电路的仿真和分析是不可少的,但我想自己建立一个模板,让所有的人都可轻易使用,而不是少数志业人才能用,不让使用者过多的关心过程,而是输入参数和选取参数

在这里我非学想听听老兄对变压器的设计经验,也让我们好好的学习一下

我不知道我有什么特殊的经验.你有什么难题吗?如果不是很急我打算按我的思路一点儿一点儿慢慢来,反正以前也没仔细考虑过.

等过些时候,我改一个程序,用mathcad写的,贴到这里.我认为是汇编做不到的.如多元高次方程系数的求解用于元件参数的求解.

好啊!我想听你仔细的说一说,我们好好交流一下

也可能,因为在数据库方面汇编还不完善,因为他不是商业公司所开发推广的语言,那正好我们能好好交流一下.变压器方面肯定有两个难题向你请教

这位仁兄能否留下联系方式,我们好充分交流一下,现在你做什么工作?对我们电源的发展有什么看法!

其他贴的精华:
1 cmg 反激式电源设计及应用一
变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI比较好.
夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法.
变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小.
耦合电容是最大的共模干扰传导途径.漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理.
变压器的气隙有相关的公式计算,但注意气息一般不要大于1毫米,否则可能引起边缘通效应使初级有过热点?
反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考3842应用指南.
变压器的两种屏蔽层.
在小功率电源变压器中,一般有两种两种屏蔽层,铜薄和绕组.铜薄的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升.绕组屏蔽有两种原理都在起作用:切断电容路径和电场平衡.所以绕组的匝数,绕向和位置对EMI的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反. 反饶在生产工艺上是不可能的,可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向.
屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响.
EMI屏蔽,非安全屏蔽可以接原边的地线,也可以接原边的高压端,EMI几乎没有分别,因为有高压电容存在,上下对共模信号(一般大于1M后以共模干扰为主)来说是等电位的.
变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级.(绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小,也有影响,但不是很大,当然电源功率本身很大时最好接地.)
屏蔽绕组对变压器的工作有影响
屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级,这样它跟初级绕组之间形成一个电容,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS的D-S端,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗,对3842控制来说还可能引起空载不稳定.当然,加屏蔽也会使漏感增大,但此影响在空载时是次要的.
屏蔽层要充满一层,不能短接,饶向有影响.

2 cmg 反激式电源设计及应用二
在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源,因为便宜,使用于宽电压范围输入,多组输出.
faraday screen 一般采用薄铜片,而且不可形成回路,原边屏蔽要同原边连接或者加一个隔直电容接到原边地,副边屏蔽要同副边连接,而且连接的方式,最好从铜片中点引出,以消除电感耦合.对于safety screen 要接地,但是书上说saftey screen 的额定电流值要至少为电源保险丝的3倍.外部屏蔽,首先要满足安规的要求,在此前提下,当然宽一些会好一点,但增加了成本,只要把两半磁心的结合面包住就好了,还有一个更好的方法,让铜带直接接触磁心.
磁芯本身是既可当成一次侧,也可当成二次侧,如果你初级用双层绝缘线,使磁芯与初级绕组有加强绝缘,则磁芯算二次侧,要与一次侧保持安规距离,如次级绕组用双层绝缘线,则磁芯算一次侧,要与二次侧保持安规距离,cmg大哥则是把磁芯当成一次侧了,所以此时要注意二次侧出线脚与磁芯的距离,如距离不够则磁芯要绝缘胶布反包.

3.cmg 反激式电源设计及应用三
反激式电源的开关过程分析:MOS关断后,初级电流给MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电,为简单,我们统一说充电),然后DS端电压谐振上升,由于电流很大,谐振电路Q值很小,所以基本上是线形上升,当DS端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通,但由于次极漏感的影响,电压还会上升一些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下,次级电流开始上升,初级电流开始下降,但不要忘记初级的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要释放,这时是漏感和MOS输出电容,变压器杂散电容谐振,电压冲高, 形成几个震荡能量在嵌位电路消耗掉,这里要注意一点,漏感的电流始终是和初级电流串联的,所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程,而漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大,下降越快,转换过程越快,明显效率会提高,转换的过程是电压电流叠加的过程?
用RC做吸收时,由于稳态时C上的电压和反射电压差别不是太大,所以转换过程慢,效率低,用TVS做吸收时,其允许电压和反射电压差很多,所以转换快,效率高,当然RC耗电是另一个方面.
RC吸收电路的设计.
开关管和输出整流管的震铃是每个电源设计工程师最讨厌的事情.过度的震铃引起的过压可能使器件损坏,引起高频EMI问题,或者环路不稳,解决的办法通常是加一个RC吸收电路.但很多人不知该如何选取RC的值.
  首先在不加吸收电路轻载下用示波器测量震铃的频率,但注意用低电容的探头,因为探头的电容会引起震铃频率的改变,使设计结果不准.
  其次,在测量震铃频率时尽可能在工作的最高电压下,因为震零的频率会随电压升高而变化,这主要是MOS或二极管的输出电容会随电压而变化.
  震零产生的原因是等效RLC电路的震荡,对于一个低损的电路,这种震荡可能持续几个周期.要阻尼此震荡,我们要先知道此震荡的一个参数,对MOS,漏感是引起震荡的主要电感,此值可以测出,对二极管,电容是主要因素,可以有手册查出.计算其阻抗:知道L,则Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先试选R=Z,通常足可以控制震铃.
但损耗可能很高,这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算C值:C=1/(3.14*f*R).增加C值损耗就增加,但阻尼作用加强,减小C值当然是相反的作用.
电阻的损耗P=C*(V*V)Fs.当然在某些电路形式里面损耗可能是0.5P. 实际中,可依计算的值为基础,根据实验做一些调整.

4.cmg 反激式电源设计及应用四
反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出,但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做,这主要是正激后面加了个偶合电感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢?
  原来,在MOS关断,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明,把其他路等效到一路就可得出结果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感为(7/3)(平方)*1=5.4uH,则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感,这是明显的; 2,输入电压,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM状态,DCM时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著.
改进方法:1,变压器工艺,让功率冉洗螅缪贡冉系偷娜谱樽羁拷跫叮渎└凶钚.缪贡冉细撸β时冉闲〉脑独氤跫叮庋驮黾恿似渎└小?,电路方法,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感,人为增加其漏感,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定.3,电压相近的输出,如:3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面,甚至有时候5V要借用3.3的绕组,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比.
另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝,当然半匝是有办法绕的,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料),这是我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝,5V用3匝,如果发现12V偏高,则12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接,则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V输出负载变化时,其电流必然引起5V整流管的压降变化,也就是5V输出变化,而5V的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了12V.

很好,你能抽出这多时间来讨论,我很高兴,我也会给出我的看法

5.cmg 反激式电源设计及应用五[电磁干扰部分]
http://bbs.dianyuan.com/topic/7715
http://bbs.dianyuan.com/topic/2975

收获不小,只是有些地方有乱码,我现在手头工作太多,稍后我会仔细考虑一下这些工式.

6.cmg 反激电源设计及应用之六:控制环路设计.
http://bbs.dianyuan.com/topic/4745
单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.
双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和
非连续方式电压型控制.
三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑.
环路稳定的标准.
只要在增益为1时(0dB)整个环路的相移小于360度,环路就是稳定的.
但如果相移接近360度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的
变化而达到360度而产生震荡;2)接近360度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.
所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.
这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.
四, 如何设计控制环路?
经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:
1) 画出已知部分的频响曲线.
2) 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.
3) 根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.
上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice, POWER-4-5-6.
环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10

比较精辟啊!很好,希望继续发表,稍后我会说出我的方法

因此我认为,在多输出中为了保证交叉调整率,也就说让各组漏感的分配成比例,我建议采用堆叠绕法.这样就可以有一个比较好的调整率.

还有一个问题是,怎样区分原边匝数少引起的还是吸收回路设计不当引起的不稳定问题!有什么办法迅速区别并解决?

还有控制回路设计不当引起的不稳定问题,怎样区别并解决?请大家讨论啊