前一章节介绍了对称半桥LLC以及控制方法，本章节主要介绍全桥LLC拓扑及其控制方法。其实半桥和全桥并没有本质的区别，都是谐振电路，半桥是一个桥臂，全桥是两个桥臂，先比于半桥，半桥具有以下优点：
- 两个周期都从母线电容取电，减少了母线电容的峰值电流，母线电容纹波更小，寿命更长；
- 实现更大功率的输出；
- 磁性器件工作在一三象限，利用率高，有利于磁芯器件的设计，同样的磁芯器件能输出更多的能量；
- 功率开关管的电流峰值更小。
LLC变频模式下有三种工作状态，分别为,
,
.fs是工作频率，fr是谐振频率，
.
三种工作模式的工作状态分别如下，
可以看出两个桥臂的对管Q1&Q4驱动信号一致，Q2&Q3驱动信号一致，在这种工作状态下对PWM外设比较好进行配置。为了后面实现调频调宽功能，选择推挽输出模式，当PWM 工作在推挽模式下时，会使整个周期的时间加倍，因为每个周期发生两次定时器匹配。下面是中心对称模式的推挽输出，此模式组合将PWM 缓冲区更新和中断事件限制为每4 个时基周期发生一次。PWM1H&PWM1L作为开关管Q1&Q4的驱动，PWM2H&PWM2L作为开关管Q2&Q3的驱动。（占空比D=50%）
在正常的工作条件下可以采用这种PFM的方式即可满足需求，但是开关电源的工况比较复杂，特别是这种LLC拓扑，输入电压变高或者输出电压变低/负载变轻都会使工作频率升高，上一篇文章提到，频率的提高会受到一定的限制，为了满足低压轻载的需求，会进入到调频调宽的状态。半桥LLC是采用非对称互补的方波方式能解决单调性和谐振电流的方法，那么全桥LLC该如何解决呢？
全桥LLC的四个开关管均采用对称发波方式，我们将Q1~Q4组成两个桥臂，Q1&Q3组成调宽臂，Q2&Q4组成调频臂。比如全桥LLC的工作频率范围是100kHz~250kHz，假设Q1&Q3在180kHz以下只调频，D=50%，当工作频率高于180kHz调频也调宽，Q2&Q4组成的调频臂在全工作范围内只调频，占空比不变D=50%。如下图：
具体的实现方式是在工作频率高于180kHz时，控制算法去修改PG1的CMP值，更新占空比值。PG2还是按照原来的算法不变，进行调频，占空比不变。
但是调宽臂采用对称发波的方式，会同样出现上一篇文章中出现的问题，在调宽状态当占空比很小的时候，调宽桥臂Q1&Q3的驱动信号很长一段时间内会处于低电平，谐振电流只能流过MOSFET的体二极管。一旦谐振电流衰减到0，体二极管就进入反向恢复状态，漏源电压Vds上升（在占空比较小的情况下，Vds可上升到PFC母线电压），此MOS管失去0电压开通条件，此时造成的开关损耗会非常大。
低压轻载调宽桥臂硬开关的解决方案
为防止以上硬开通现象的发生，可在MOS管的体二极管反向恢复之前就发出开通信号将其沟道导通，即将调宽桥臂驱动信号的上升沿往前移，移至另外一开关管驱动信号的下降沿处（忽略死区时间），这等效为移相发波，调宽桥臂为超前桥臂，调频桥臂为滞后桥臂，下面是PFM和PS工作模式下的主要波形，当工作频率处于最高频率后，通过调节相角来控制输出电压。
在DSP实现移相方法，可以采用PG3作为参考载波，PG3的EOC触发PG1（黑色）的SOC， TriggerA触发PG2（绿色）的SOC，以此来产生相移，PWM1H和PWM2H的重叠部分为有效占空比。
另外，要保证斜对管驱动信号（如PWM1H与PWM2H）高电平的重叠时间最小时为0，这样谐振腔两端电压的最小占空比才会为0，否则LLC在启机时一旦放开驱动信号，输出电压就会阶跃到一个较高的平台，电平的大小和持续时间随负载的减小而增加，随斜对管驱动信号高电平的重叠时间增加而增加。
在低压轻载工作状态下，实际的占空比进一步减小，甚至接近于0，这就造成励磁电流的峰值太小，在死区时间内MOS管Coss的电荷无法被抽走，MOS管出现硬开通。这种硬开通是无法通过移相发波方式解决的。
交错并联LLC实现方式
目前充电桩作为七大基建之一，市场需求非常活跃，充电模块以20KW、30KW为主流，要想实现高效高功率密度，必然少不了LLC拓扑。以20KW充电模块为例，输入380Vac交流电压，前级经过ViennaPFC变换器产生+400V、0V和-400V三电平电压（本人另有写三相Vienna拓扑分享专题），然后在后级上下接一个交错并联的LLC，实现200V~750V的电压输出，典型拓扑结构如下：
交错并联LLC拓扑
控制方法如下，Q5~Q8组成的全桥LLC相对于Q1~Q4组成的全桥LLC滞后90°，这样可以实现输出电压纹波最小。
交错LLC控制框图
本文给出了（交错并联）全桥LLC的一般控制策略，以及在低压轻载对两个桥臂不同的处理方式，如果大家有更高的控制策略，也可以拿出来讨论。
参考文献
《全桥LLC谐振变换器的混合式控制策略》（点击“资料”即可下载 ）