三相功率因数校正（PFC）变换器被广泛应用于工业行业的千瓦级别的场合，其输出电压一般达到700V-800V，甚至更高。如果DCDC仍然采用传统的两电平拓扑，那么DC MOSFET管必须采用耐压等级为1200V，目前市场上这样的Si MOSFET型号非常少，如果采用SiC MOSFET，则价格相对比较昂贵。如果采用三电平拓扑，那么就可以继续采用600V的MOS管了，型号丰富，成本也相对比较低廉。
三电平全桥LLC是将传统的全桥LLC（4个FET）改变成三电平LLC，虽然管子数量增加一倍，但是管子应力降低一半。三电平全桥LLC可能相对于大多数人来说没有接触过，所以下面先给大家介绍一下三电平全桥LLC拓扑的工作原理。电路拓扑结构如下：
三电平全桥LLC拓扑
三电平全桥LLC电路拓扑示意图如上图所示，有8个开关管S1-S8,需要8路PWM来完成PFM(调频)、移相（PS）、PWM（调宽）进行控制。8路驱动信号示意图如下所示：
高精度PWM信号时序图
从时序图中可以看到，这8路PWM有如下关系：
1)PWM1和PWM4，PWM2和PWM3，PWM5和PWM8，PWM6和PWM7相位互补（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1）；
2)PWM1比PWM2提前Td1关断，PWM4比PWM3提前Td1关断，PWM5比PWM6提前Td1关断，PWM8比PWM7提前Td1关断.
PFM/PSM/PWM三种工作状态的特性分别如下：
- 在PFM状态时，通过环路控制改变开关频率f（或者说Ts），开关频率f在fmin~fmax之间调节，占空比固定为50%（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1），相移Tps为0；
- 在PSM状态时，通过环路控制改变相移Tps，移相功率角在0～100%之间调节， f固定为最高开关频率fmax，占空比固定为50%（不考虑死区时间Td2和提前关断时间Td1）；
- 在PWM状态时，通过环路控制改变占空比，占空比在0～50%之间调节， f固定为最高开关频率fmax，相移Tps为0。
现在我们先来看一下PFM（调频）下的工作原理。
模态 1[t0, t1]：在 t0 时刻，S1、S2、S7、S8同时开通。谐振网络中的原边电流 ip 流经上述开关管，并以正弦形式上升。同时因为变压器副边被输出电压钳位，故而励磁电流 im线性增加。副边整流二极管中流过的电流取决于原边电流 ip 和励磁电流 im之差；
模态 2[t1, t2]：当原边电流 ip 谐振过峰值并下降到和励磁电流 im相等时，副边二极管电流就减小为零，整流二极管 DR1 零电流关断；
模态 3[t2, t3]：在 t2 时刻，S1 和 S8 先于 S2和 S7关断。原边谐振电流 ip开始对 S1和 S8的寄生电容 COSS1 和 COSS8 进行充电，同时对 S3/S4/ S5/S6 的寄生电容 COSS3 /COSS4/COSS5 /COSS6 放电，因此上述开关管的寄生电容也参与了谐振过程；
模态 4[t3, t4]：在 t3 时刻，COSS1 和 COSS8上的电压上升到了 Vin/2，钳位二极管 D1 和 D4导通，从而限制了电压进一步上升。同时 COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6 上的电压也被钳位在Vin/2。此时原边谐振电流流经 S2、S7 和 D1、D4 。
模态 5[t4, t5]：在 t4 时刻，开关管 S2 和 S7关断。 与模态 3 相似， 谐振电流 ip 开始对 COSS2和COSS7进行充电和对COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6进行放电。所以此阶段上述6个寄生电容也参与了谐振过程。与此同时 S3/S4 /S5/S6 的寄生体二极管导通，不但提供了电流回路使能量回馈至输入端，也在变压器上产生了反向的电压偏置，使副边整流二极管 DR2 导通，励磁电感 Lm 被输出电压钳位从而脱离谐振网络。
在这一阶段结束的 t5 时刻，COSS2 和 COSS7上的电压为 Vin/2， COSS3~ COSS6 上的电压保持在零，谐振电流 ip 流经 S3~S6 的寄生二极管，从而满足了 S3~S6 零电压开启的条件。此时如果 S3~S6 的开通信号来临，变流器将进入后半个工作周期（工作过程不在赘述）。
对三电平全桥LLC进行仿真，波形如下：
控制方式的选择以及实现
（1）PFM实现方式
这种控制方式是正常工作状态，通过环路算法来改变周期值，占空比保持50%（不算死区时间）不变，可以进行DSP配置（独立边沿模式+推挽输出模式）如下：
载波配置示意图
实现波形
（2）PWM实现方式
前面已经说过，LLC是靠调节频率来改变谐振增益进而改变输出电压的，但是工作频率不是无限制的增加，一是频率增加，开关器件的损耗也增加；另外频率增加，增益容易出现非线性，DSP资源也可能分配不过来。所以，在低压输出的时候可以采用PWM（调宽）的方式，通过降低占空比的方式来控制流到输出端的能量。
传统的PWM方式采用内管S2/S3保持50%占空比（前面全桥LLC有提到过），通过缩短外管S1/S4的占空比来降低输出电压增益，如下：
但是这样做的好处是内管始终保持50%占空比（不考虑死区时间）互补开关，防止桥臂直通，提高可靠性。但缺点是在超前管S1或S4关断，滞后管S2或S3导通续流的时候，续流电流长时间的流过箝位二极管D1或D2。所以，二极管损耗也相应的加大。
为了降低二极管损耗，可以采用另外一种PWM方式，即S1和S2同步调整，S1只比S2提前一个死区Td1时间关断，S3/S4亦是如此，如下图所示。这样，既控制了输出能量，同时流过箝位二极管的电流时间也较短，二极管损耗更小。
不管是前面提到的只改变外管占空比（内管占空比不变）或者内管与外管同步调整的方案，基本都有一个共同点那就是外管驱动（S1&S4）始终只比内管（S2&S3）提前关断一个很小的时间Td1.这样做的好处是，钳位二极管（D1/D2）导通电流的时间也相应很短，因为钳位二极管只是在Td1的时间内导通。因此，二极管所承受的平均电流自然减少，损耗更小，同时，还可以选用更小型号的二极管。
（3）移相（PS）实现方式
在移相状态时，内管和外管的占空比始终保持在50%，通过移相的方式来改变有效占空比，进而对输出能量的控制。
上述由于示波器通道数量只有4ch，故只实现了PWM1&PWM2&PWM7&PWM8的波形，另外几路可以采用同样的方式进行实现，不在赘述。
本文简单介绍了三电平全桥LLC的工作原理及其实现方式，以上PWM的实现均采用MCC配置。如有问题，欢迎大家进行交流。
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参考文献
《一种新颖的三电平全桥谐振型LLC软开关DCDC变流器 》