在设计电源时，工程师通常将效率下降的原因重点放在与MOSFET的传导损耗有关上。在存在大RMS电流的情况下，例如在不连续导通模式（DCM）下工作的转换器所经历的电流，设计人员可以选择低RDS（on）MOSFET，这意味着更大的裸片尺寸和更大的输入电容。减小传导损耗的代价是增加输入电容，并相应增加控制器的功耗。随着开关频率的增加，这个问题变得更加棘手。
MOSFET导通和关断时，需要考虑栅极电流。 在导通时间内，流入控制器VCC的峰值电流将MOSFET栅极充电至VCC。 在关断时间内，存储的电流循环回到芯片地。 如果我们整合相应的区域，实际效果如下
我们得到驱动晶体管的栅极电荷Qg，再乘以开关频率Fsw，得到控制器VCC输送的平均电流（值得注意此时栅极中的平均电流为零）。可以得出，控制器产生的总开关功率（忽略导通损耗）为：
如果我们从一个12V控制器以100kHz的开关速度驱动一个100nC的栅极电荷MOSFET，则驱动器中的功耗为：
鉴于其物理结构，MOSFET具有许多寄生元件，其中电容起着重要的作用。 MOSFET中这些元件的基本配置将Cgd表示为从栅极连接到漏极的电容器，Cgs表示为从栅极连接到源极的电容器，而Cds表示为从漏极连接到源极的电容器。 这些术语定义了以下数据表符号：
驱动程序看到的实际上是门到源的连接。 当将具有斜率dt的电压V施加到电容器C（例如，驱动器的输出电压）时，它将在电容器内部推动电流为：
当我们向MOSFET施加电压时，我们会产生一个等于Igate = i1 + i2的输入电流Igate。 将上述方程与正确的电压节点结合使用可得出：
当我们在MOSFET的栅极-源极上施加电压Vgs时，我们知道即使它是非线性的，其漏极-源极电压Vds也会下降。 因此，我们可以通过以下方法定义连接这两个电压的负增益：
带入上述公式可以得到：
在导通或关断期间，从栅极源电极“看到”的总等效电容器Ceq为：
术语（1 – Av）称为“米勒效应”，它描述了电子设备的输出和输入之间的电容性反馈。 多年前，约翰·米勒（John M. Miller）首次在真空管中研究了这种现象。 当栅极-漏极电压接近零时，实际上会发生米勒效应，这是因为这是发生最陡峭跃迁的地方。
图1 MOSFET典型栅极电荷图
图1表示功率MOSFET的典型栅极电荷图。 通过恒定电流对栅极充电并观察栅极-源极电压获得该图。 当Ciss根据等式5突然增加时，电流持续流动。 但是，由于电容器急剧增加，因此相应的电压增加dVgs受到严格限制；因此，几乎为零的斜率：也就是图1中所示的平稳段。
正如Qg图还显示的那样，减小过渡期间Vds（t）有助于降低平台效应。我们可以看到，与Vds = 400V相比，在Vds = 100 V时，平稳宽度（对应于注入的库仑）减小了。曲线下方的面积也减小了。因此，如果我们设法在MOSFET的Vds等于零时导通MOSFET，那么米勒效应就会消失。在零电压下操作电源开关的技术称为零电压开关（ZVS），一种廉价的方法是使用准谐振（QR）模式的反激式转换器。我们没有等到下一个时钟周期打开开关，而是等到漏极上的自然振铃将电压推至接近零时为止。此时，通过专用引脚检测到，控制器重新激活晶体管。 ZVS操作通过在开关处反射足够的反射电压（N×[Vout + Vf]）获得，因此需要通常为700 V（通用范围）的高压MOSFET。图2显示了基于MPS的HFC0100的QR草图。图3显示了该转换器在ZVS模式下工作时的栅极-源极电压和漏极波形，我们可以看出没有发现在硬开关中的米勒平台。
图2 基于HFC0100的准谐振反激原理图
图3 准谐振波形
我们从波形中可以看出没有明显的弥勒平台，但是会有一个凸起的震荡，我们透过该现象通过仿真来还原该现象，分析是啥原因，仿真是基于Simetrix/simplis使用infineonMOS实际模型进行仿真。
1、寄生参数较大时
2、寄生参数较小或不存在时
这里要说明一下，仿真的精度会影响还原实际的效果， 不过我们不难发现，感性负载也就是杂散电感在Vgs上生成的电压尖峰往往会在米勒平台之前， 由于 IDS的上升过程和 VGS进入 米勒平台为同一时间，在杂散电感上形成的感应电压便叠加在了米勒平台区间 ，而杂散电感较小或者单纯阻性时，由于是准谐振模式，几乎看不见米勒平台
总之，如果需要大的Qg MOSFET，在ZVS中运行反激转换器是一个减少与平均驱动电流相关的损失的好主意。 该技术也广泛用于谐振转换器。