前面我们谈到反激变压器的绕制方式对传导的影响比较大，给出了相关的测试方法，可以给大家一个整改参考。那么这篇文章侧重讨论关于本次项目辐射整改的一些方式以及高频磁元件设计误区。
一、一些磁元件错误的概念
开关电源中高频磁性元件的设计对于电路的正常工作和各项性能指标的实现非常关键。加之高频磁性元 件设计包括很多细节知识点，而这些细节内容很难被一本或几本所谓的“设计大全”一一罗列清楚。为了优化设计高频磁性元件，必须根据应用场合，综合考虑多个设计变量，反复计算调整。正由于此，高频 磁性元件设计一直是令初涉电源领域的设计人员头疼的难题，乃至是困扰有多年工作经验的电源工程师的 问题。 很多文献及相关技术资料给出的磁性元件设计方法或公式往往直接忽略了某些设计变量的影响，作了假设简化后得出一套公式；或者并未交代清楚公式的应用条件，甚至有些文献所传达的信息本身就不 正确。很多电源设计者并没有意识到这一点，直接套用设计手册中的公式，或把设计手册中某些话断章取 义，尊为“设计纲领”，而没有进行透彻的分析和思考，以及实验的验证。其结果往往是设计出来的高频磁 性元件不能满足应用场合的要求，影响了研发的进度和项目的按期完成。
1、 填满磁芯窗口——优化的设计 很多电源设计人员认为在高频磁性元件设计中，填满磁芯窗口 可以获得最优设计，其实不然。在多例高频变压器和电感的设计中，我们可以发现多增加一层或几层绕组， 或采用更大线径的漆包线，不但不能获得优化的效果，反而会因为绕线中的邻近效应而增大绕组总损耗。 因此在高频磁性元件设计中，即使绕线没把铁芯窗口绕满，只绕满了窗口面积的 25％，也没有关系。不必非得想法设法填满整个窗口面积。 这种错误概念主要是受工频磁性元件设计的影响。在工频变压器设计中，强调铁芯和绕组的整体性，因而不希望铁芯与绕组中间有间隙，一般都设计成绕组填满整个窗口，从 而保证其机械稳定性。但高频磁性元件设计并没有这个要求。 一般变压器打样，窗口系数0.2左右。（具体看生产工艺）
2、 “铁损=铜损”——优化的变压器设计很多电源设计者，甚至在很多磁性元件设计参考书中都把“铁损=铜损”列为高频变压器优化设计的标准之一，其实不然。在高频变压器的设计中，铁损和铜损可以 相差较大，有时两者差别甚至可以达到一个数量级之大，但这并不代表该高频变压器设计不好。 这 种错误概念也是受工频变压器设计的影响。工频变压器往往因为绕组匝数较多，所占面积较大，因而从热 稳定、热均匀角度出发，得出“铁损=铜损”这一经验设计规则。但对于高频变压器，采用非常细的漆包线作 为绕组，这一经验法则并不成立。在开关电源高频变压器设计中，确定优化设计有很多因素，而“铁损=铜损”其实是最少受关注的一个方面。
3、 漏感=1％的磁化电感 很多电源设计者在设计好磁性元件后，把相关的技术要求提交给变压器 制作厂家时，往往要对漏感大小要求进行说明。在很多技术单上，标注着“漏感=1％的磁化电感”或“漏感<2 ％的磁化电感”等类似的技术要求。其实这种写法或设计标准很不专业。电源设计者应当根据电路正常工作 要求,对所能接受的漏感值作一个数值限制。在制作变压器的过程中，应在不使变压器的其它参数（如匝间电容等）变差的情况下尽可能地减小漏感值，而非给出漏感与磁化电感的比例关系作为技术要求。因为漏 感与磁化电感的关系随变压器有无气隙变化很大。无气隙时，漏感可能小于磁化电感的 0.1％,而在有气隙 时，即使变压器绕组耦合得很紧密，漏感与磁化电感的比例关系却可能达到 10％。 因此，不要把漏感与磁化电感的比例关系作为变压器设计指标提供给磁性元件生产商。否则，这将表明你不理解漏感知识或并不真正关心实际的漏感值。正确的做法是规定清楚可以接受的漏感绝对数值，当然可以加上或减去一定的比例，这个比例的典型值为 20％。
4、 漏感与磁芯磁导率有关系 有些电源设计者认为，给绕组加上磁芯，会使绕组耦合更紧密，可降低绕组间的漏感；也有些电源设计者认为，绕组加上磁芯后，磁芯会与绕组间的场相互耦合，可增加漏 感量。 而事实是，在开关电源设计中，两个同轴绕组变压器的漏感与有无磁芯存在并无关系。这一结果 可能令人无法理解，这是因为，一种相对磁导率为几千的材料靠近线圈后，对漏感的影响很小。通过几百 组变压器的实测结果表明，有无磁芯存在，漏感变化值基本上不会超过 10％，很多变化只有 2％左右。
5、 变压器绕组电流密度的优化值为 2A/mm2～3.1A/mm2 很多电源设计者在设计高频磁性元件时，往往把绕组中的电流密度大小视为优化设计的标准。其实优化设计与绕组电流密度大小并没有关系。 真正有关系的是绕组中有多少损耗，以及散热措施是否足够保证温升在允许的范围之内。 我们可以设想一下开关电源中散热措施的两种极限情况。当散热分别采用液浸和真空时，绕线中相应的电流密度会相差较大。 在开关电源的实际研制中，我们并不关心电流密度是多大，而关心的只是线包有多热？温升是否可以接受？ 这种错误概念，是设计人员为了避免繁琐的反复试算，而人为所加的限制，来简化变量数， 从而简化计算过程，但这一简化并未说明应用条件 。
6、 原边绕组损耗=副边绕组损耗”——优化的变压器设计 很多电源设计者认为优化的变压器设计 对应着变压器的原边绕组损耗与副边绕组损耗相等。甚至在很多磁性元件的设计书中也把此作为一个优化 设计的标准。其实这并非什么优化设计的标准。在某些情况下变压器的铁损和铜损可能相近。但如果原边 绕组损耗与副边绕组损耗相差较大也没有多大关系。必须再次强调的是，对于高频磁性元件设计我们所关 心的是在所使用的散热方式下，绕组有多热？原边绕组损耗=副边绕组损耗只是工频变压器设计的一种经验规则。
7、 绕组直径小于穿透深度——高频损耗就会很小绕组直径小于穿透深度并不能代表就没有很大的高频损耗。如果变压器绕组中有很多层，即使绕线采用线径比穿透深度细得多的漆包线，也可能会因为 有很强的邻近效应而产生很大的高频损耗。因此在考虑绕组损耗时，不能仅仅从漆包线的粗细来判断损耗大小，要综合考虑整个绕组结构的安排，包括绕组绕制方式、绕组层数、绕线粗细等。
二、辐射整改措施
先看一下本次项目未整改前的辐射：
垂直方向上虽然都在基线一下但是余量不够，主要表现在40~50MHz，60~90MHz频率段，这些辐射量根据经验应该是属于MOS管、副边肖特基二极管、回路环流等较高的dv/dt所致，这会是我们整改的主要目标。具体的优化措施如下：
1、Y电容回路影响
不同Y电路回路，垂直方向辐射相差6db以上。
原因分析：Y电容将流过变压器的共模电流旁路为差模电流以改善EMI，该回路为辐射干扰源，回路面积越小越好，面积越小EMI越好。
2、RCD回路影响
不同RCD吸收回路布线，垂直方向辐射相差10db。
原因分析：主开关管漏极为强干扰源，RCD吸收用以减弱磁干扰量，RCD越靠近漏极，辐射量越小。
3、半导体供应商工艺水平
不同型号输出肖特基、MOS管，垂直方向辐射相差3db。
原因分析：在电流连续模式下，输出二极管反向恢复特性不同，di/dt辐射量不一样。
4、Cds电容
主开关管是否并联Cds电容，垂直方向辐射相差3db以上。
原因分析：Cds可减缓开关管的dv/dt，减小辐射量。
5、输出共模匝数
输出是否有合适的共模电感，垂直方向辐射相差6db
原因分析：输出共模电感可以有效阻碍共模干扰电流通过输出线向外辐射能量。
相关观点：【具有特殊性】
辐射起始位置超标，是电源很常见也很不好整改的点，其他地方增加MOS驱动电阻，Vcc二极管并联电容，MOS管并电容，使用双Y电容都可以得到改善。
80~100MHz是由次级二极管导致，可以调整次级RC吸收，在二极管温升允许的条件下，减小次级电压尖峰；还可以改变Y电容路径阻抗，减小Y电容容值，Y电容串磁珠、电阻等。
整改结果：
本文所涉及的知识仅仅是抛砖引玉的作用，毕竟磁设计和辐射整改具有一定的特殊性，不同的结构需要根据不同情况去考虑，在此提供一些参考希望对大家有帮助。