在以电流模式工作的开关电源(SMPS)中，转换器提供的最大输出功率通过限制变压器最大峰值电流来钳位。由于在检测到最大电流时关闭MOSFET存在延迟，实际的峰值电流比预计的更大。比预计超过的电流量与输入电压成正比。因此，采用高线路电压供电时电源的最终功率能力比采用低线电路电压供电时高。为了满足安全要求，电源设计人员需要控制完整输入电压范围内的功率输出能力。一种可能的实施方案称作过功率补偿或保护(OPP)。本文将首先探讨现有OPP技术的优势及局限，然后介绍一种新的过功率补偿技术，并辅以实际应用案例。
一、传播延迟效应
图1
由于内部逻辑要耗费一些时间来作出反应，检测到最大峰值电流(Ilimit)后，MOSFET并非立即关闭。实际上，根据控制器类型及技术的不同，电流感测比较器信号要耗费约150纳秒(ns)至200 ns的时间来通过不同逻辑门传播，直到实际上将驱动器引脚置于地电平。控制器制造商通常会提供此传播延迟特性，并在控制器数据表中描述(见图1)。由于MOSFET提供电容性输入，门极-源极电荷QG并没有瞬间移除，而是取决于驱动电流能力及QG。此外，如果出于噪声信号顾虑而在信号中插入了电阻，此方面增加的时间会变得非常明显。
因此，传播延迟(tprop)可视为控制器传播延迟与MOSFET驱动配置固有的开关延迟之和。
图2
由于此延迟之故，流经电感的电流IL到达限流阈值Ilimit时，MOSFET并不立即关闭：最终的峰值电流高于预期。因为电感电流斜坡受到了直接影响, 超过阈值的电流量与输入电压成正比。因此，输入线路电压上升时，转换器的功率能力上升。图2极佳地描述了此现象。
在故障条件下，控制器内部钳位电流时，最终的电感电流值可藉下述公式计算：
公式1
其中，IL,peak是电感峰值电流，Ilimit是限流阈值，tprop是控制器传播延迟及MOSFET驱动配置固有之开关延迟之和。
我们来以具体例子审视传播延迟的影响。一款19 V、60 W准谐振(QR)适配器设计的峰值电流极限Ilimit为3.4 A。其工作参数如下所示：
- -初级电感：Lp= 285 µH
- -匝数比：Nps= 0.25
- -输出电压：Vout= 19 V
- -输出二极管正向压降：Vf= 0.8 V
- -漏极集总电容(lump capacitor)：Clump= 250 pF
- -最高交流输入电压：Vin(max)= 265 Vrms
- -最低交流输入电压：Vin(min)= 85 Vrms
- -传播延迟：tprop= 300 ns
可以使用公式(1)来计算低线路电压及高线路电压时达到的最大峰值电流。在准谐振设计中，开关频率可变，其取决于线路电压/负载条件。可以显示开关频率遵从下述公式：
公式2
公式中LpClump的项阐释了MOSFET开路时发生的自然振荡周期。
相应的功率能力为：
公式3
结果如表I中小结所示。
适配器在高线路电压时可以提供100 W功率，而低线路电压时为68 W，这表示适配器的在高线路电压时的功率能力比低线路电压时高47%。为了限制高线路电压时的功率能力，设计中必须加入过功率补偿。我们现在来探讨一下几种现有的过功率补偿技术。
二、现有OPP技术
1、现有OPP技术之一：通过电阻来偏置电流感测电压
这种简单技术涉及到将一颗电阻连接在高电压输入端(buck rail)与控制器电流感测(CS)引脚之间，这就在电流感测信号上产生正向偏置，补偿高线路电压时的峰值电流过冲。
此技术的主要不足，是直接连接至高压输入端的OPP电阻ROPP在待机状态下导致功率消耗增加。由于输入电压至地之间通过ROPP产生了一条通道，总体功率耗散就增加。OPP电阻耗散的功率是：
对于在1 kΩ串联电阻RCS上产生0.3 V偏置的1.2 MΩ OPP电阻而言，最高输入电压时耗散的功率为114 mW。
由于新的能效标准规定了待机功率消耗限制，这样的功率耗散就不可接受了！
2、现有OPP技术之二：使用控制器高压引脚来偏置CS电压
在电流感测电压上产生偏置的另一种方式是使用控制器的高压引脚来感测如图5所示的线路电压。控制器内部处理电压信息，并将之转换为与输入电压成正比的电流。接着此电流注入到置于CS引脚与感测电阻Rsense之间的一颗电阻上，并同样产生正向偏置。
图5
相比前一种技术而言，这种方法并不会增加设计的功率消耗，因为OPP电阻置于低压通道，而非连接高压输入端。由OPP电阻导致的压降在一百毫伏范围，表示此电阻耗散的功率可以忽略不计。然而，此技术也存在不足，即电流感测信息持续受偏置影响，且降低了电流测量的精度。在轻载条件下，偏置变得比电流感测信号更重要，会妨碍轻载稳压。这也是前一种技术存在的问题。不仅如此，高压组件上的电压至电流转换必须足够精确，从而提供较高总精度的过功率保护跳变点(trip point)。
3、现有OPP技术之三：降低反馈电压
此技术使用辅助绕组电压来降低由稳压回路施加的反馈(FB)电压。绕在反激式极性的辅助绕组的电压会随着开关而变化。开关导通期间，辅助绕组电压为负值，其幅度与输入端电压成正比。此电压能够转换为负直流电压，并增加到反馈引脚电压上(见图6)。因此，反馈设定点按照与输入电压成正比的方式降低。
图6
此方法不会影响待机模式下的功率消耗，不会影响轻载稳压。然而，此技术不能应用在依靠反馈(FB)电压来检测过流条件的控制器上。实际上，永远不会达到用于故障检测的FB阈值，因为FB设定点被OPP网络持续降低。
使用辅助电压而非高电压来检测输入电压变化，节省大量的待机功率。下面的一种技术将保持使用辅助绕组的优势，而去除其刚刚谈及的不足。
三、创新OPP技术【安森美专利技术】
此新颖技术也利用辅助绕组电压的优势。当功率MOSFET导电时，辅助绕组电压由输入电压Vin及辅助绕组至初级绕组匝数比(Np,aux=Naux/Np)决定：
藉电阻分压器将此电压施加在控制器的一个引脚上，我们就知道输入电压藉此引脚传输到控制器上。此电压内部增加至最大电流感测电压参考VILIMIT，并影响峰值电流(见图7)。由于OPP电压为负值，输入电压增加就表示最大峰值电流设定点减小：
图7
图8
如上所述，此技术在待机模式下并不会带来额外的功率损耗。此外，此OPP技术直接影响最大峰值电流极限，可以应用在使用FB电压电平来检测过流条件的控制器上。此技术不会影响轻载稳压。
可以注入到控制器OPP引脚上的负电压量值取决于制造裸片所使用的技术。如图7所示，为了承受静电放电(ESD)，控制器的引脚通常具有齐纳二极管、晶闸管、门耦合金属氧化物半导体(MOS)等ESD保护。如果OPP引脚上注入了两个大负值电压，ESD保护的地(GND)至OPP引脚节点就会正向偏置，钳位负电压漂移，因而省却任何额外的负电压钳位电路。例如，在NCP1380控制器中，负电压漂移被ESD二极管的PN结点限制到约300 mV。
在相关控制器中，内部电流感测电压极限被固定为800 mV。因此，可以提供的最大峰值电流下降是：
采用此OPP技术时，辅助绕组整流后或仅在直接感测辅助绕组电压的导通时间期间，负电压可以持续施加在OPP引脚上。因此，此OPP技术可以轻易地结合准方波电源(更常见的名称是准谐振电源)使用的过零检测(ZCD)技术，检测变压器的退磁完成情况。
四、结合OPP与ZCD
在准谐振电源中，磁芯复位检测是藉监测辅助绕组电压来实现的。实际上，经流变压器的电流减小至零时(表示开关关闭)，辅助绕组电压下降，并开始绕零振铃(ring)。通过藉RC网络来延迟振荡，有可能恰好在漏极-源极波形最小值(也称作“谷底”)时开关MOSFET。构建过流检测(ZCD)电路仅须使用一个简单的带短迟滞的比较器和低参考电压。因此，由于ZCD功能使用辅助绕组的正电压，OPP功能使用辅助绕组的负电压，这两种功能能够结合到单个引脚上。这就会保持两种技术的优势，可以省下一个控制器引脚来应用其它功能。
图9
出于过功率补偿目的，电阻ROPPU和ROPPL调节负电压的量值。RZCD-CZCD网络固定延迟量，提供最佳的过零检测。为了在关闭期间提供足够的正电压，一个二极管会使OPP桥的上部电阻ROPPU成为旁路。
五、OPP技术限制适配器输出功率
在前文的例子中，我们计算了19 V、60 W的准谐振适配器在265 Vrms的高线路电压时可能提供高达100 W的功率，表示适配器功率能力相较于低线路电压时升高了47%。此准谐振适配器由NCP1380驱动，此组件采用结合了过零检测电路的创新的OPP技术。如果我们想要在高线路电压时限制此适配器的最大输出功率Pout(limit)至80 W，要符合此要求，OPP电路应提供多大程度的峰值电流减少呢？
公式(2)给出了在第一个谷底工作的准谐振电源的开关频率。可以利用公式(3)来计算相应的输出功率。通过在公式(3)中替换代入开关频率公式(2)，我们可以推导出峰值电流分析表达式：
遂得到：
因此，峰值电流必须降低至3 A而非3.8 A，相应的峰值电流降低额度为：
必须施加在OPP引脚上的相应负电压为：
现在，我们可以来最后计算OPP桥的电阻值。参照图9，如果在导通期间我们将电阻分压器法则施加在引脚1上，我们就获得下述关系等式：
通过选择ROPPL值(如为1 kΩ)，在已知RZCD值的情况下，我们就可以轻易地推导出ROPPU值。
六、总结
传统延迟特性增大了开关电源在高线路电压时的功率能力。为了符合安规，必须在完整输入电压范围内限制电源的功率输出能力。一种可能的实施方式称为过功率补偿或保护(OPP)。一种新颖的OPP技术，此技术在导通时间期间利用辅助绕组电压来检测输入电压变化。此负电压的一部份内部增加到控制器的最大峰值电流参考中，并降低最大峰值电流设定点。此方法并不会影响待机功率消耗，不会像以前技术那样影响轻载稳压。