运算放大器周围的补偿电路是一件有趣的事情，但工业设计在现实中有所不同。 TL431 在反馈系统中的存在是压倒性的，很少有设计仍然使用真正的运算放大器。 为什么？ 因为 TL431 已经包含一个带有误差放大器的稳定且精确的参考电压。 即使它的开环增益无法与真正的运算放大器竞争，它也足以满足绝大多数产品定义。
TL431究竟是什么？ 图 1显示了器件的内部布置。可以观察到 2.5 V 的参考电压偏置运算放大器反相输入。
图1 TL431的内部结构
输出驱动双极晶体管，实际上使 TL431 成为并联稳压器：当参考引脚 (R) 上的电压低于 2.5 V 时，晶体管保持开路，TL431 开路。 一旦电压超过参考电压，晶体管就会开始导通，电流就会在器件内部循环。 如果光耦合器 LED 与阴极串联，则可以构建光隔离反馈系统。 图 2b 显示了当今大多数电源如何实现 TL431：这里是典型的反激式转换器。
图2 典型的反激变换器反馈环路
TL431 也有不同的精度版本，具体取决于您的需求。 在某些需要低于 2.5 V 的输出电压的情况下，TLV431 可能是一个不错的选择。 与 TL431 相比，后者还具有更小的最小偏置电流。 这在低待机功耗设计中可能是一个很好的优势。 以下数组比较所有版本。
在图 2 中，电阻网络 Rupper Rlower 检测输出电压并偏置 TL431 参考引脚。 当输出高于参考值时，TL431 会降低其阴极电压并增加 LED 电流。 反过来，这会降低反馈设定点，并且转换器提供更少的功率。 相反，当输出低于目标值时，TL431 几乎让阴极开路并停止向 LED “输送”电流。 因此，初级反馈允许更多输出功率，推动转换器增加输出电压，直到 TL431 检测到达到目标。 转换器可以接受两种不同的光耦合器配置，如解决方案 A 和 B 所述：
解决方案 A：这是常见的发射极配置，可在流行的控制器（如 ON Semiconductor 的 NCP1200 系列）上找到。 降低 FB 引脚可降低此电流模式控制器中的峰值电流。 该解决方案也存在于基于 UC384X 的设计中，其中集电极可以直接驱动内部运算放大器的输出。
解决方案 B：在这种共集电极配置中，发射极将 FB 引脚拉高以降低占空比或峰值电流设置点。 此选项通常需要控制器内部有一个反相放大器。
正如在图2中看到的，LED 分支被称为“快车道”，而分配器网络被标记为“慢车道”。慢速通道使用内部运算放大器驱动 TL431 输出晶体管，并通过电阻网络分压器 Rupper Rlower 固定直流工作点。由于电容器 Czero 的存在，可以引入原点，从而像标准类型 1 放大器那样滚降增益。唉!在某个频率范围之上，由于 Czero 已完全降低增益，因此并联稳压器不再充当受控齐纳二极管。内部运算放大器仍然固定直流偏置点，但不再交流控制并联稳压器，因为它的增益已经通过 Czero 的阻抗变低了。草图因此简化为图3（例如使用解决方案 A），其中 TL431 变成了一个简单的齐纳二极管。对于小信号研究，我们可以用与其内部阻抗串联的固定电压替换该二极管，LED 也经历相同的转换。然而，由于这些动态电阻的总和与 RLED 相比仍然很小，我们可以在最终计算中轻松忽略它们。
图4 TL431+光耦反馈环路
根据基尔霍夫定律：
其中，CTR 表示光耦合器电流传输比，这是将晶体管基极收集的光子数量与其产生的集电极电流联系起来的增益：考虑到 LED 压降和齐纳电压恒定，在小信号分析中，它们的导数项为零 ， 所以：
一旦理解了工作原理，最终的 TL431 表示就更有意义了，如图 5所示。 可以看到标准运算放大器有一个电容器 Czero，但后面跟着一个代表快车道的加法器网络。 请注意，在图 3 中，LED 连接在次级 LC 滤波器之前。 这样做是为了避免在 LC 网络开始谐振时提供高频增益。 这种配置是典型的反激式转换器，具有通过 LC 滤波器降低高频噪声的功能。 确保该滤波器的谐振频率至少比选定的交叉频率高 10 倍，以避免任何相互作用。
图5 等效分析图
根据前面我们分析的，可以得到：
同时除以Vout(s)：
那么轻而易举得到传递函数：
零极点增益情况：
如果我们想要一个类型 2 的放大器，它是最常见的类型，我们在某处需要一个极点 fp。 我们如何获得它？ 只需在输出节点和地之间放置一个电容器如图6。
图6 放置在反馈引脚和地之间的简单电容器会引入一个极点。
如方程所示，原点fpo和零fz重合。 这意味着斜率在 0 dB 轴上发生了变化，如图7所示。 由于 TL431 自然带来的这种问题，交叉频率处所需的中带增益 G 简单地由方程控制。 增益G与 fz 和 fp 的位置无关。
图7 当零点与原点重合时，斜率变化发生在 0 dB 轴上。
下一步是找到一种方法来组织零极点放置以获得良好的补偿。敬请期待！