目标是将 k 因子方法应用于 TL431 网络，因为它是一种稳定电源的简单直接的方法。 但是，如果不喜欢 k 因子技术，可以根据需要自由分配极点和零位置，使用上一篇文章讲到的方程：
回顾二阶K因子示意图：
我们看到 k 因子将极点和零放在以下位置：
上拉电阻取决于控制器，有时可以集成在内部。 如果是外部放置，设计人员可以选择它来增加光耦偏置电流，以达到更高的带宽。 如果我们使用安森美半导体 NCP1200 控制器，该电阻内部固定为 20 k。 为了举例，让我们假设 Rupper 等于 10 k，我们需要创建一个提供以下参数的类型 2 放大器：
1、穿越频率：1kHz
2、相位裕度：100°
3、穿越频率处的增益衰减Gfc=-20dB
4、穿越点相位=-55°
5、k因子：k=4.5,fz=222Hz,fp=4.5kHz
6、G=10^(-Gfc/20)=10
7、CTR=1
8、Rpullup=20k
9、Rupper=10k
根据以上公式可以计算出：
其中 G 是在穿越频率下所需的中频带增益（或衰减）。
二型补偿介绍完事儿了，那我们来看看三型补偿咋计算。
类型3有点复杂，同样是因为存在“快速”跳变。 我们可以通过插入齐纳二极管或双极器件来消除此输入，以避免对输出电压产生任何干扰，这在图中示出。 然而，它需要外部组件并且使设计稍微复杂化。
我们如何在 TL431 链中放置一个零？ 在传统的基于运算放大器的解决方案中与 Rupper 并行？ 不，因为“快速”突变该解决方案不起作用。 唯一的解决方案是将 RC 网络与 RLED 并联。这就是图中所描绘的。 还好，这种新安排的传递函数与方程没有太大区别。 唯一的区别在于 RLED 表达式，因为 RC 网络现在是并行的。 等效布置具有以下阻抗：
计算如下：
传递函数如下：
像往常一样，我们可以根据以下定义计算极点和零点：
第一个设计包括找到 RLED 的值，以便在选定的穿越频率 fc 下获得正确的增益（或衰减）。 公式 可以改写如下，突出显示极点和零点的位置：
从表达式中提取 RLED 的值会导致以下（复杂的）结果：
幸运的是，如果极点和零点重合（分别为 fp 和 fz），则公式简化为
由于上述等式，我们可以推导出 RLED 的值，给定交叉频率所需的增益。 现在，我们可以计算一个Rpz：
正如我们对 2 型补偿所做的那样，让我们假设 Rupper 等于 10 k。 然后，为了示例起见，我们将创建一个3型补偿器，提供以下参数：
1、穿越频率：1kHz
2、相位裕度：100°
3、穿越频率处的增益衰减Gfc=-20dB
4、穿越点相位=-55°
5、k因子：k=3.32
首先，第 3 类放大器的 k 因子计算以下重合极点和零点位置 。 当然，没有什么可以阻止像上面讨论的那样放置单个极点和零点。 在这种情况下，
Rled=3.6k
Rpullup=20k
CTR=1
Cpz=55.6nF
显示了结果：TL431 的曲线与来自基于 3 型运算放大器的电路的曲线完美匹配！
正如我们将在一些示例中看到的，TL431 不太适合类型 3 。 这是因为 LED 电阻器作用于增益定义和零极点位置。 根据上拉电阻器的不同，RLED 值可确保在交叉频率下获得正确的增益并在轻负载条件下提供足够的偏置，有时会导致不可能的解决方案。
在这种情况下，RLED 充当 TL431 的集电极电阻器的角色，仅影响直流增益。 它不再参与零极点位置，可以使用传统的基于 3 型运算放大器的配置。