假设该设计适用于准谐振反激，了解最终产品的所有要求非常重要。 只需了解基础知识（例如输入电压、线路频率、输出电压和输出电流）即可入门，但最终可能无法获得满足所有需求的合适设计。 有成本限制吗？ 效率、尺寸和环境温度将影响组件选择。 EMI 兼容性、安全性和隔离要求将对布局产生影响，应在设计过程开始时加以考虑。 保持要求以及是否需要功率因数校正将决定输入电容器的选择。 输出纹波要求、过压保护、短路保护、负载瞬变和调节可能需要额外的电路。 在设计开始时掌握的信息越多，随着设计的进展，选择就越好。
一、设计流程
图 1 将设计过程显示为一系列决策，以及基于这些决策的计算结果。 本文中的设计示例将遵循图 1所示的路径。
图1设计流程
二、从0到1详细参数设计
本文的其余部分将专门介绍设计准谐振反激式转换器的分步过程。 表中列出的特定要求将用于此设计示例，并与设计计算一起显示。 通过修改显示的值，此过程中使用的所有方程都可以直接应用于类似的设计。 不在本主题范围内的参数，例如 EMI 滤波器设计，将不讨论。
设计实例的规格，类似于典型平板电脑充电器的要求（见附录 A）。 术语 n/a 的意思是“未解决”。
A、Vbulk_min设计
整流后的交流输入电压由输入电容器 CIN 滤波，以建立体电压 VBULK，该电压将作为转换器功率级的输入。 可靠和稳健设计的功率级应基于最小体电压 VBULKmin，该电压位于最低交流输入 VACmin 的 VBULK 纹波谷值。 由于功率级非常依赖这个最低电压工作点，并且离线电源的输入电容器由于其额定电压而在印刷电路板上占据相当大的空间，因此首先选择该组件是明智之举。
对于第一个组件，需要权衡取舍。 使用最小和最便宜的输入电容器将导致较低的体电压和较高的峰值电流。 由于这些较高的电流，MOSFET、变压器和输出电容器将承受更大的压力。 使用更大的输入电容器也不是理想的解决方案，因为由于充电时间缩短，从电源汲取的峰值电流会更高。 输入电容器本身需要针对此纹波电流进行额定，并且在物理上会更大。 一个可接受的折衷方案是使用一个输入电容器，将输入电压纹波限制在 20% 到 30%。 对于表中指定的此设计示例，最小体电压计算为：
为了达到这个电压，输入电容器使用能量平衡方程计算，考虑到在电容器充电期间获得的能量将在电容器放电期间传递到功率级：
要计算 tDISCHARGE，请参考图 2，您可以看到电容器放电时间等于电容器电压从其峰值下降到所需的最小体电压所需的时间。
放电时间使用下列公式计算，使用图2中描述的最小线路频率和时序因素：
图2 输入电容器电压和电流波形
重新排列能量平衡方程允许根据方程计算理想的 CIN 值：
当然，表中所示的设计规范需要低成本的小型转换器作为最终结果。 正因为如此——并且因为 27 µF 不是标准值——会期望设计中使用的实际电容器将是下一个可用的较低标准值。 这将等于 22 µF。 但由于选择了低于计算值的输入电容器，因此明智的做法是确定实际的最小体电压并从 t1 方程开始迭代计算。
经过几次迭代后，计算出的 CIN 值会与实际使用的 CIN 收敛，这决定了实际的最小体电压。 通过确定公式 10 中的 VBULKmin 开始（并将最终结束）迭代，假设与上一步计算的 tDISCHARGE 相同：
三次迭代后，使用 22µF 电容器产生 76V 的 VBULKmin。由于纹波电流引起的发热是电容器失效的主要原因，因此有必要计算峰值电流纹波并估计 rms 纹波电流。 输入电容必须是额定值。 查看图2 中所示的电流波形，纹波电流的保守近似值可通过公式计算为：
对于此设计示例，峰值输入电流 ICINpeak 等于 0.323 A，相应的 rms 纹波电流为 0.187 A。
B、Vflyback设计
大多数反激式转换器设计根据 MOSFET 漏极上的电压应力 VDS 选择 VFLYBACK，VDS 已在公式中定义为：
这种方法有其优点，因为选择与最大大输入电压一样高的 VFLYBACK 将导致整个工作范围内的零电压开关 (ZVS)，从而最大限度地减少开关损耗。 然而，这将对 MOSFET 施加巨大的电压应力，并且它的额定电压必须是最大体电压加上漏电感尖峰的两倍以上； 额定电压较高的设备往往比较低电压的设备成本更高。 与额定电压较低的 MOSFET 相比，高压 MOSFET 将具有更高的导通电阻、RDSon 和更高的栅极电容。 因此，选择更高的 VFLYBACK 将使您获得更低的开关损耗，但更高的传导损耗和更高的组件成本。
选择低于输入体电压的 VFLYBACK 允许您使用额定电压更低的 MOSFET，具有更低的 RDSon、更低的栅极电容和更低的组件成本。 因为这是一个 QR 反激，选择较低的 VFLYBACK 将消除 ZVS 开关，但由于谷值开关，牺牲将最小化。
对于更实用的方法，请考虑回扫电压 VFLYBACK 不仅会影响 MOSFET 额定值，还会影响输出二极管上的阻塞应力以及是否可以在输出上使用同步整流器 (SR)。 随着反激电压降低，输出二极管上的阻断电压应力增加。 反激电压与初级与次级匝数比 NPS 成正比，而输出整流器的阻断电压与相同的匝数比成反比。
对高效率的渴望需要对次级侧设计有一点远见。 输出二极管 DOUT 是导致效率低下的主要原因。 该设计示例将使用次级侧整流来提高效率，并且将使用一个控制器来驱动同步整流器。 阻断电压受限于次级侧整流器漏极的绝对最大额定值 VDrating，等于 50V。 通过将阻断电压限制为次级侧控制器允许的绝对最大值的 70% 以适应由于漏感引起的电压尖峰，NPS 被设置并建立 VFLYBACK，假设 VF 相等 到 DOUT 的正向压降或 SR 体二极管的正向压降：
设计示例中使用的实际匝数比等于 12，导致 VFLYBACK 为 67.2 V，阻断电压为 36.2 V。
C、选择控制器
控制器选择定义了功率级计算的开关频率。 调制开关频率并将峰值初级电流设置为固定值的 QR 控制器涉及的计算复杂度较低，非常适合低功耗设计。 由于 UCC28610采用这种控制方法，因此我选择它作为本设计的控制器。 功率级的计算将基于在 UCC28610 的最小输入电压、最大负载和最小 fmaxCLAMP 值下设置开关频率，以确保设计可靠。
喝口茶，体会一下，下一篇我们着重聊聊找到合适控制器后如何进行变压器设计！