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D、退磁时间Tres设计
由初级电感和寄生电容产生的谐振必须持续足够长的时间，以便波形可以下降到控制器可以解释为可以开始另一个开关周期的指示的水平。 这个时间 tRES 至少等于谐振周期的二分之一——这是从峰值过渡到谷值的时间。 开关周期等于 fSW 的倒数，并且（其最小值，例如在 TM 期间）必须包括导通时间 tON、退磁时间 tDEMAG 和 tRES：
不幸的是，如前所述，构成引起这种谐振的电容的寄生参数基本上是未知的，因此假设 tRES 具有初始值。 幸运的是，通过针对大众市场进行设计并使用与典型值相反的最坏情况值，tRES 的这种猜测将足够接近且设计影响最小，并且可以在构建转换器后进行测量和验证。 假设 fRES 将小于 1 MHz，因此初始假设 tRES=500 ns 是一个有效的起点。
1、计算ton、Lp、Ipri_peak
图 3表示导通期间的伏秒乘积和退磁期间的伏秒乘积。 在每个开关周期，反激变压器保持能量平衡。 将导通时间能量与退磁能量（相对于初级侧）相等，然后用 tDEMAG 代替即可计算 tON。 计算特定设计示例的导通时间：
图3 导通期间的伏秒数必须等于去磁期间的伏秒数，以实现能量平衡
计算初始导通时间后，需要计算初级电感 LP，它将满足负载在为最小输入电压设置的开关频率下的能量需求。 计算初级电感，紧接着计算所得的峰值初级电流 IPRIpeak：
初始计算得出初级电感 LP 为 369 µH，初级峰值电流 IPRIpeak 为 0.713 A。请注意，调频、恒定峰值电流控制器的内部逻辑要求最小值为 1A，而电流为 4A IPRIpeak 电流的最大编程设定值。 无论输出负载需要其额定值的 25% 还是 100%，在 FFM 操作期间的每个周期都会获得该未调制峰值电流。 控制器将调节频率，但不会调节电平。
控制还需要限制最大接通时间。 如果 tON 和 IPRIpeak 的初始计算落在控制器的动态调制范围之外，则必须迭代 LP 的值，以便在最小和最大频率钳位所包围的频率范围内实现调节——同时满足最大导通时间 、IPRIpeak 和指定输入电压范围和输出功率的功率限制。 在迭代以满足控制器的要求后，LP、IPRIpeak、tON 和 fSWmax 的最终结果分别计算为 191 µH、1.16 A、2.9 µs 和 98 kHz。
E、Vbias设计
如前所述，QR 控制器仅在检测到退磁后才允许开关周期开始。偏置绕组在大多数 QR 反激式转换器中起着非常重要的作用。偏置不仅必须设计为向控制器提供工作电流，而且还用于指示磁芯何时退磁并检测输出过压。绕组按初级与偏置匝数比 NPB 缩小比例，以便控制器可以直接监控开关事件，在退磁完成且谐振环开始时显示从高到低的转变。请注意，对该信号的任何过滤都会延迟检测，因此适当的布局总是比外部过滤更好。还必须避免开关关断时漏电感引起的过度振铃。如果这种漏感振铃足够严重，可能会导致导通时间受阻。低漏电感和良好的布局总是有序的，但可能仍需要一些缓冲。
在原边关断期间，偏置绕组上会有一个与反射输出电压成正比的电压，用于输出过压保护。 准确的信号需要与次级绕组的良好耦合。 串联电阻将防止控制器偏置引脚上的储能电容器的峰值充电； 否则电压电平可能会上升并使控制器在开启时过压，尤其是在高线电压下。 始终在 VDD 上使用外部齐纳钳位，即使控制器指示内部存在齐纳钳位； 为什么要在控制中心内散发不必要的热量？
请注意，当次级输出上的负载较轻但仍在 FFM 范围内时，偏置绕组将下垂。 这是因为控制器将调节开关频率以随着负载降低而降低，但峰值电流和导通时间保持不变。 这会相应地缩短退磁时间并减少转移到偏置绕组的能量。 UCC28610 绿色模式反激式控制器的数据表中建议将偏置绕组设置为 16 V 以获得最高效的操作，并提供足够的裕量以避免在开启和转换期间达到绝对最大额定值 . 在轻载迟滞工作模式期间，此设置还将最小化保持偏置引脚 VDD 电压所需的电容器尺寸。
以下计算确定初级与偏置匝数比 NPB，以设置偏置电压。 诚然，偏置电压与次级线圈的匝数 NS 直接相关，但大多数磁体制造商并未披露其磁体制造中使用的实际具体匝数（如 NP、NS、NB）。 它们仅指定相对于初级的匝数比。 VF 是指输出二极管的正向压降； VFbias 是指偏置绕组上使用的二极管两端的正向压降，假设为 0.7 V：
关于磁性器件
反激电感的设计在2012电源设计研讨会Lou Diana的“实用磁性设计电感器和耦合电感器”中有介绍，这里不再赘述。 但是一些指导方针是确保成功设计所必需的。 偏置绕组必须与次级绕组和初级绕组良好耦合，这一点至关重要，因为它在确定 QR 开关状态方面起着如此重要的作用，并用于准确的故障检测。 您应该在初级绕组之间交错偏置绕组和次级绕组，如图4 所示——或者更好的是，使用双线绕组技术，而不是将偏置留在最外层。 还建议使用成束绞线，使绕组层分布在骨架的整个宽度上。
图 15 – QR 反激变压器（也称为反激耦合电感器）的推荐绕组配置
必须避免由于漏感引起的过度振铃。 为了最大限度地减少漏电感，请使用三层绝缘线来满足隔离要求，而不是在绕组之间使用多层胶带屏障。 使用带有圆形中心柱的芯线，以便电线铺设良好将减少泄漏。
变压器是 EMI 的主要贡献者。 将连接到 MOSFET 漏极的初级绕组末端放置在最内层，最靠近磁芯，将有助于屏蔽 dV/dt 噪声。 同样，缠绕次级，以便如果需要多层，则外层不是开关节点。 以这种方式缠绕可能有助于避免在整个组件周围使用铜辐射屏蔽或“腹带”。 从偏置绕组的二极管端向初级接地添加一个小电容器（小于 100 pF）将有助于将噪声从变压器中转移出去。 如果间隙分布在所有外腿上，则仅在中心腿上留缝隙将减少来自边缘的辐射 EMI。
这种调制方法的一个特点是任何明显负载下的开关频率都超出了可听范围。 在非常轻的负载操作期间，当转换器处于滞后模式时，突发脉冲包可能在可听范围内，但功率水平如此之低，这应该不是问题。 通过用柔性环氧树脂填充中心间隙并对整个磁性组件进行清漆以减少磁芯、线圈和线轴之间的任何机械颤动，可以消除任何轻微的可听噪音。